1 Inductor V IN V OUT Sawtooth Generator R1 FET Driver PWM Over Temp. Protection V REF R2 Enable GND Rs Cs Rsd Csd D Ds N-FET DC/DC BOOK OF KNOWLEDGE Praktische Tipps für Anwender Von Steve Roberts M.Sc. B.Sc. Technischer Direktor, RECOM 2 DC/DC Book of Knowledge Praktische Tipps für Anwender Steve Roberts, M.Sc. B.Sc. Technischer Direktor, RECOM 3. Auflage 2017 Alle Rechte vorbehalten. RECOM Engineering GmbH & Co KG, Österreich (nachstehend RECOM) Die Inhalte dieses Buchs dürfen ohne schriftliche Genehmigung von RECOM in keiner Form, weder vollständig noch in Auszügen, reproduziert, vervielfältigt oder verbreitet werden. Die in diesem Buch vermittelten Informationen sind nach bestem Wissen des Autors korrekt. Für sachliche Fehler, Auslassungen oder typographische Fehler wird keinerlei Haftung übernommen. Die Diagramme veranschaulichen typische Anwendungen und erheben keinen Anspruch auf Vollständigkeit. 3 Vorwort der RECOM Geschäftsleitung Als wir vor 25 Jahren unsere ersten DC/DC-Wandler entwickelten, gab es kaum Fachliteratur zum Thema, ebenso wenig wie internationale Standards. Wir mussten unseren Kunden jedoch dringend in irgendeiner Weise praktische Anwendungsinformationen zugänglich machen, was uns dazu veranlasste, unseren ersten Produktkatalog durch einen Anhang mit praktischen Anwendungshinweisen zu ergänzen. Im Laufe der Jahre und mit wachsender Erfahrung ist der Inhalt dieses Anhangs immer umfangreicher geworden. Obwohl die Hinweise noch immer in eher rudimentärer Form vorliegen, wird das mittlerweile 70 Seiten umfassende Hinweispaket, das zum Download auf unserer Webseite bereitsteht, von unserer Kundenbasis gerne angenommen. Durch den Fortschritt der Halbleitertechnologie und die Verschiebung hin zur hochintegrierten, digitalen Elektronik ist das Wissen über analoge Technologien in vielen Entwicklungslaboren, Universitäten und technischen Hochschulen immer weiter auf dem Rückzug. Oft stellen wir fest, dass es an praktischem Know-how über die analoge Schaltkreisentwicklung fehlt, gerade im Hinblick auf angewandte Techniken, Überprüfungs- und Messmethoden sowie im Hinblick auf Störimpuls-Filterung und Rauschunterdrückung. Darum sahen wir, als Experten auf diesem Gebiet, die Notwendigkeit ein umfassendes technisches Handbuch zu erstellen, das von Hardware-Designern und Studenten als Referenzquelle genutzt werden kann. Anfang 2014 begann unser Technischer Direktor Steve Roberts in seiner Freizeit damit, das umfangreiche Wissen der RECOM Gruppe im Bereich Entwicklung, Prüfung und Anwendung von DC/DC-Wandlern schriftlich niederzulegen. Trotz seiner anspruchsvollen Aufgabe bei RECOM und neben der Entwicklung neuer Produkte sowie der technischen Planung für unsere neuen Forschungs- und Testlabore hat er es geschafft, das Werk pünktlich zur Electronica 2014 fertigzustellen. In der Zeit der Electronica 2016, wurde das RECOM DC/DC Book of Knowledge nun um ein Kapitel über magnetische Felder erweitert. Steve hat ein Handbuch vorgelegt, das unserer Überzeugung nach der Engineering-Community und allen an DC/DC-Wandlern und ihren Einsatzmöglichkeiten Interessierten erheblichen Nutzen bringen wird. Das Handbuch ist in als gedrucktes Buch und PDF-Dokument in englischer, deutscher, chinesischer und japanischer Sprache erhältlich. Die Geschäftsführung Gmunden, 2017 RECOM Group 4 Vorwort des Autors Ein AC/DC- oder DC/DC-Wandlermodul erfüllt eine oder mehrere der folgenden Aufgaben: i. Anpassung der sekundären Stromversorgung an die Primärstromversorgung ii. Trennung von Primär- und Sekundärkreisen iii. Schutz vor Fehlfunktionen, Kurzschlüssen und Überhitzung iv. Vereinfachung der Einhaltung von Sicherheits- und Leistungsstandards sowie der Vorgaben der EMV-Gesetzgebung Um das zu erreichen, stehen mehrere Technologien zur Verfügung, beginnend beim einfachen Linearregler bis hin zur mehrstufigen, digital gesteuerten Stromversorgung. Dieses Buch erklärt die verschiedenen verfügbaren DC/DC-Schaltkreise und Topologien, sodass Nutzer die Vorteile, Einschränkungen und operativen Grenzen solcher Lösungen besser einschätzen können. Die Sprache dieses Handbuchs ist zwangsläufig technischer Natur, wobei versucht wurde, die Sachverhalte so einfach wie möglich darzustellen, ohne die zugrundeliegenden Technologien zu trivialisieren. Der Autor verfügt über viele Jahre Erfahrung in der Beantwortung typischer Kundenfragen, hat an vielen Design-Ins mitgearbeitet, Seminarvorträge gehalten, Fachartikel verfasst und sogar an der Erstellung von YouTube-Videos mitgewirkt. Bei allem angesammeltem Wissen gibt es bei diesem vielgestaltigen und umfangreichen Gegenstand jeden Tag Neues zu lernen. Dieses Buch trägt den Untertitel Praktische Tipps für Anwender, denn seine Intention ist es, das Thema Energieumwandlung zu entmystifizieren, obwohl es ebenso viele Lösungen wie Anwendungen gibt. Wenn es ihm gelingt, Ihnen einiges unserer Expertise und speziellen Knowhows zu vermitteln, hat es seinen Zweck erfüllt. Die Informationen in diesem Buch wurden nach bestem Wissen zusammengestellt und auf Richtigkeit überprüft. Sollten Sie als Leser dennoch Fehler, Auslassungen oder Ungenauigkeiten entdecken, dürfen Sie es mich gerne wissen lassen. Steve Roberts Gmunden, 2017 Technischer Direktor RECOM 5 Inhaltsverzeichnis 1. Einführung Lineare Regler Wirkungsgrad linearer Regler Sonstige Eigenschaften des Linearspannungsreglers LDO Linearregler Schaltregler Schaltfrequenz und Größe der Induktivität Schaltregler-Topologien Nichtisolierter DC/DC-Wandler Schalttransistoren Buck-Wandler Anwendungen des Buck-Wandlers Boost-Wandler Anwendungen des Boost-Wandlers Buck-Boost- (invertierender) Wandler Buck-Boost- diskontinuierlicher DCM- discontinuous mode) und kontinuierlicher Betrieb (CM- continuous mode) Synchrone und asynchrone Umwandlung Zweistufen-Boost-Buck (Ćuk-Wandler) Zweistufen-Boost-Buck-SEPIC-Wandler Zweistufen-Boost-Buck-ZETA-Wandler Mehrphasige DC/DC-Wandler Isolierter-DC/DC-Wandler Flyback DC/DC-Wandler Vorwärts-DC/DC-Wandler Aktive Vorwärtswandler mit aktiver Klemmschaltung Gegentakt - Vorwärtswandler oder - Flusswandler Halb- und Vollbrückenwandler Bus- oder ratiometrischer Wandler Ungeregelter Push-Pull-Wandler Parasitäre Elemente und deren Effekte Quasiresonanz-Wandler Resonanzwandler Wirkungsgrad von DC/DC-Wandlern PWM-Regelungsverfahren Regelung von DC/DC-Wandlern Regelung von Mehrfachausgängen Spannungsregelung mit Spannungsabgriff an der Last Beschränkung im Hinblick auf den Eingangsspannungsbereich Synchrongleichrichtung Planartransformatoren Gehäusetypen von DC/DC-Wandlern 59 6 2. Feedbackschleifen Einleitung Schaltungen ohne Regelung Schaltungen mit Regelung Kompensation von Regelschleifen Instabilität der rechten Halbebene Kompensation von Subharmonischen Analyse der Schleifenstabilität in analogen u. digitalen Regelkreisen Experimentelle Ermittlung der analogen Schleifenstabilität Ermittlung der analogen Schleifenstabilität unter Verwendung der Laplace-Transformation Ermittlung der digitalen Schleifenstabilität mit Hilfe der bilinearen Transformation Digitale Regelschleifen Datenblatt-Parameter richtig verstehen Messverfahren - DC-Charakteristik Messverfahren - AC-Charakteristik Messung des minimalen und maximalen Tastverhältnisses Ausgangsspannungsgenauigkeit Temperaturkoeffizient der Ausgangsspannung Lastregelung Kreuzregelung Eingangsspannungs-Regelung Ausgangsspannungsgenauigkeit im ungünstigsten Fall Berechnung des Wirkungsgrades Eingangsspannungsbereich Eingangsstrom Kurzschluss- und Überlaststrom Ferngesteuertes EIN/AUS - Schalten Isolationsspannung Isolationswiderstand und - kapazität Lastsprungverhalten Ausgangsrestwelligkeit Zum Verständnis thermischer Parameter Einleitung Thermische Impedanz Temperatur-Derating Zwangskühlung Leitungs- und Strahlungskühlung DC/DC-Wandler-Schutzmaßnahmen Einleitung Verpolungsschutz Verpolungsschutz durch Seriendioden 102 7 4.2.2 Verpolungsschutz durch Überbrückungs- oder Shuntdiode Verpolungsschutz mit P-FET Eingangssicherung Ausgangs-Überspannungsschutz Eingangsüberspannungsschutz SCR-Crowbar-Schutz Clamping-Elemente Varistor Suppressordiode OVP unter Verwendung mehrerer Bauteile OVP-Standards OVP durch Abschaltung Spannungseinbruch und -unterbrechung Einschaltspitzenstrom-Begrenzung Lastbegrenzung Unterspannungsabschaltung Filterung von Wandlereingang und -ausgang Einleitung AC-Eingangsstrom (back ripple current) Messung des Rückwelligkeitsstroms Maßnahmen zur Reduktion des AC-Eingangsstromes Auswahl des Eingangskondensators Eingangsstrom von parallel geschalteten DC/DC-Wandlern Ausgangsfilterung Ausgangsfilterung von Gegentakt-Störungen Ausgangsfilterung von Gleichtaktströmen Gleichtaktdrosseln Vollfilterung Filter-PCB-Layout Sicherheit Stromschläge Isolationsklasse Stromgrenzwerte für den menschlichen Körper Schutz vor Stromschlägen Schutzerdung Gefährliche Energielevels Schmelzsicherungen Ansprechzeiten von Schmelzsicherungen und Einschaltspitzenströmen Rückstellbare Überstromschutzschalter (circuit breaker) Inhärente Sicherheit Eigensicherheit Brennbare Materialien Rauch 156 8 6.5 Verletzungsrisiko Heiße Oberflächen Scharfe Kanten Auf Sicherheit ausgerichtete Konstruktionsweisen FMEA Medizintechnische Sicherheit Betriebszuverlässigkeit Vorhersage der Betriebszuverlässigkeit Umweltbelastungsfaktoren Verwendung von MTBF-Angaben Demonstrierte MTBF MTBF und Temperatur Auf Betriebszuverlässigkeit ausgerichtete Konstruktionsweise Empfehlung zum PCB-Layoutentwurf zum Erzielen einer hohen Zuverlässigkeit Kondensatorzuverlässigkeit MLCC Tantal- und Elektrolytkondensatoren Zuverlässigkeit von Halbleitern ESD Induktivitäten LED-Charakteristiken Betreiben von LEDs mit Dauerstrom Einige DC-Konstantstromquellen Verbindung von LEDs in Ketten Parallelschaltung von LED-Ketten Symmetrierung des LED-Stroms in parallelgeschalteten Ketten Parallele Ketten oder Grid-Array - was ist besser? Dimmen von LEDs Analoges Dimmen gegenüber PWM-Dimmen Wahrgenommene Helligkeit Abschlusswort zum Dimmen Thermische Betrachtungen Temperatur-Derating Hinzufügen von automatischem Temperatur-Derating zu einem LED-Treiber Übertemperaturschutz durch Verwendung eines PTC-Widerstands Übertemperaturschutz unter Verwendung von analogem Temperatursensor - IC Übertemperaturschutz unter Verwendung eines Microcontrollers Korrektur der Helligkeit Einige Schaltungskonzepte unter Verwendung eines RCD-Treibers DC/DC-Anwendungsideen 220 9 9.1 Einleitung Polaritätswechslung Spannungsverdoppler Kombination von Schaltreglern und DC/DC-Wandlern Schaltung von Wandlern in Serie Erhöhung der Isolation V-Bereinigung Verwendung des CTRL-Steuerungspins Verwendung des V ADJ -Pin Grundlegendes über magnetische Felder Basics Kernsättigung Spule mit Luftspalt Kernbauformen Kernverluste Koppelverluste Wirbelstromverluste Skin-Effekt Proximity-Effekt Buck-Wandler Berechnungsbeispiel Berechnung der Verluste im Buck-Wandler Verluste in der Spule Berechnung der MOSFET Verluste Berechnung der Diodenverluste Boost-Wandler Berechnung Grundlegendes zu Transformatoren Selbstoszillierender Royer-Push-Pull-Wandler Betrachtung der Royer-Transformatoren-Auslegung Transformator Auslegung und Berechnung Vorwärtswandler Transformator-Auslegung Grundlegendes zum Vorwärtswandler Vorwärtswandler Berechnungsbeispiel Flyback-Wandler Berechnungsbeispiel Flyback Dämpfung und damit verbunden Verluste Transformator Auslegung für Quasi-Resonante Flyback-Wandler Vollständige und unvollständige Windungen Transformator Streuinduktivität und Wicklungskapazität Methoden, die Streuinduktivität eines Transformators zu reduzieren Methoden, die Wicklungskapazität eines Transformators zu reduzieren Messung der Kerntemperatur Finalisieren des Trafodesigns: EMV-Betrachtung 283 Quellen 285 Über RECOM 286 Danksagungen 288 10 1. Einführung Moderne AC/DC- und DC/DC-Wandler sind geschaffen, eine effiziente Spannungsumsetzung gewährleisten und eine geregelte, sichere und konstante Gleichstromspeisung für verschiedene elektronische Instrumente, Geräte und Systeme bereitstellen. Vor nicht allzu langer Zeit waren Transformatoren, Gleichrichter und lineare Spannungsregler die Haupttechnologie in der Spannungsumsetzung; aber so wie LEDs langsam die Glühlampe ersetzen, verdrängt auch der DC/DC-Wandler allmählich den Linearspannungsregler, und primärgetaktete Netzteile ersetzen den einfachen 50-Hz-Netztransformator. Im letzten Jahrzehnt war die Entwicklung der Schaltregler durch einen enormen technischen Fortschritt gekennzeichnet, was die Nutzung der Vorteile neuer Schaltkreise, Komponenten und Materialien, die früher einfach nicht vorhanden waren, möglich machte. Dieser Fortschritt führte zu erhöhter Leistung und verbessertem Temperaturverhalten sowie zu einer wesentlichen Verringerung der Größe, des Gewichts und der Kosten der Stromversorgungsgeräte. Infolgedessen werden Schaltnetzteile heute in großen Mengen verwendet und sind Standardtechnologie sowohl in der DC/DC- als auch in der AC/DC-Leistungsumsetzung. 1.1 Lineare Spannungsregler Lineare Spannungsregler liefern eine stabile Ausgangsspannung von einer mehr oder weniger stabilen Eingangsspannungsquelle. Selbst wenn die Eingangsspannung schnell schwankt, bleibt die Ausgangsspannung im Normalbetrieb stabil. Das bedeutet, dass sie die Eingangsspannungswelligkeit nicht nur bei der Grundfrequenz, sondern auch bis zur fünften oder zehnten Oberwelle sehr wirksam ausfiltern können. Die Beschränkung liegt nur in der Reaktionsgeschwindigkeit des Feedback-Kreises des Fehlerverstärkers. V IN Feedback- Schleife Vorwärtstransistor Ausregelungsgleichung, R2 V out = V (R1+R2) REF Übertemperaturschutz V REF - + R 1 R 2 GND V OUT PINOUT 1 Eingang Masse 3 Ausgang Abb. 1.1: Blockdiagramm des Linearspannungsreglers mit 3 Pins und Pinout Bild 1.1 zeigt einen typischen Spannungsregler. Der Längstransistor ist das Stellglied, ein veränderlicher Widerstand, das den Stromfluß zwischen Ein- und Ausgang steuert. Der Spannungsteiler R1/R2 ist so gewählt, daß die geteilte Ausgangsspannung am Eingang des Fehlerverstärkers genau der Referenzspannung VRef an dessen zweitem Eingang entspricht. Die Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers steuert den Längstransistor so, daß die Differenzspannung an seinen Eingängen ständig Null bleibt. 1 11 Wenn die Ausgangsspannung infolge von Lastabnahme oder erhöhter Eingangsspannung steigt, wird die Spannung am invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers höher als die V REF -Spannung, und der Ausgang des Fehlerverstärkers senkt den Basistrom vom Transistor und in Folge die Ausgangsspannung des Linearreglers bis der Sollwert wieder erreicht ist. Im umgekehrten Fall, wenn die Last zunimmt oder die Eingangsspannung abfällt, sinkt die Spannung am invertierenden Eingang unterhalb der V REF -Spannung, und der Basisstrom zum Transistor steigt, um die Ausgangsspannung zum Ausgleich zuerhöhen. So regelt dieselbe Feedback-Schleife sowohl Schwankungen der Eingangsspannung (line regulation) als auch der Last (load regulation). Es versteht sich von selbst, dass die Vergleichsspannung sehr stabil sein und einen ausgezeichneten Temperaturkoeffizienten haben sollte, damit eine stabile und genaue Ausgangsspannung erzielt wird. Mit einem guten PCB-Layout ist jedoch eine Ausgangswelligkeit kleiner als 50μVp-p leicht zu erreichen. Das vereinfachte Blockschaltbild des Reglers mit 3 Pins in Abb. 1.1 zeigt keinen Kurzschlussschutz. Ist der Ausgang kurzgeschlossen würde über den Transistor ein sehr hoher Strom fließen, was eine Überlastung und Zerstörung zur Folge haben könnte, sodass eine zweite interne Schaltung notwendig wird, den Strom zu begrenzen (Abb. 1.2). Der Strombegrenzer verwendet den Spannungsabfall über den Messwiderstand R S, um den Ausgangsstrom zu überwachen. Wenn der Strom so hoch ist, dass die Spannung 0,7 V überschreitet, beginnt Q 2 zu leiten und den Strom von Q 1 abzuziehen, sodass der Basisstrom verringert und der Ausgangsstrom beschränkt wird. Daraus folgt: I LIMIT = 0,7V/R S. Die Strombegrenzung muss erheblich über dem maximalen Strom, der während des Normalbetriebs fließen würde, liegen. Typischerweise ist dieser um 150 % bis 200 % höher als der Nennstrom. Da der Regler im Kurzschlussfall nicht abgeschaltet wird, ist er bei kurzgeschlossenem Ausgang konstant überlastet. Einige preiswerte Linearregler vertrauen einfach auf den Übertemperaturschutz und schalten den Transistor ab, bevor er als "Kurzschlussschutz" durchgebrannt ist. Dies kann zwar als Schutz des Linearspannungsreglers fungieren, jedoch kann sich die primäre Stromversorgung überhitzen und ausfallen, wenn diese nicht entsprechend dimensioniert ist, um dem Kurzschlussstrom so lange standzuhalten, bis sich der Regler abschaltet. Abb. 1.2: Linearregler mit Strombegrenzung ("Kurzschlussschutz") 2 12 Praktischer Hinweis Die Differenz zwischen der Eingangs- und Ausgangsspannung fällt am Transistor ab. Wenn die Eingangsspannung beispielsweise 12V (z. B. Akku) und die geregelte Ausgangsspannung 5V beträgt, soll der Transistor 7V abfangen. Dies bedeutet, dass mehr Leistung im Regler in Wärme umgesetzt werden muss, als zur Last übergeben wird (siehe auch die Erörterung der Berechnungen des Wirkungsgrades im nächsten Abschnitt). Daher benötigen die meisten Linearregler einen Kühlkörper. Logischerweise kann der Linearregler nicht kompensieren, wenn die Eingangsspannung unter die Ausgangsspannung absinkt, weshalb die Ausgangsspannung der Eingangsspannung abwärts folgt. Wenn die Eingangsspannung jedoch zu stark abfällt, ist die interne Stromversorgung zum Fehlerverstärker und V REF gefährdet, und der Ausgang kann instabil werden oder anfangen zu schwingen. Linearregler liefern auch im Bereitschaftsbetrieb (Stand-by) schlechte Ergebnisse. Selbst wenn keine Last anliegt, benötigt ein typischer Regler der 78xx-Serie immer noch ca. 5mA, um den Fehlerverstärker sowie die Referenzspannungsquelle zu versorgen. Bei einer Eingangsspannung von 24V verursacht dieser Ruhestrom eine Leerlaufleistung von 120mW. Praktischer Hinweis Vorteile von Linearreglern: preiswert, gute Regelcharakteristik, niedriges Rauschen, geringes Störverhalten und ausgezeichnetes Lastwechselverhalten. Nachteile: hoher Verbrauch im Ruhezustand, nur einfache Ausgänge und extrem niedriger Wirkungsgrad Wirkungsgrad eines Reglers Der Wirkungsgrad η eines Linearreglers ist durch das Verhältnis der übergebenen Ausgangsleistung P OUT zur Eingangsleistung P IN bestimmt. η = POUT PIN POUT = VOUT IOUT PIN = VIN IIN IIN = IOUT + IQ Gleichung 1.1: Wirkungsgrad eines Linearspannungsreglers IQ ist der Ruhestrom durch den Regler im linearen Leerlaufbetrieb. Die Gleichung kann wie folgt umgeformt werden: (VOUT IOUT) η = VIN (IOUT + IQ) Gleichung 1.2: Erweiterte Gleichung für den Wirkungsgrad des Linearspannungsreglers Das folgende Beispiel gilt für einen typischen 5V 3-Pin-Spannungsregler mit einer Eingangsspannung von 10VDC, einem Ausgangsstrom von 1A und einem Ruhestrom von 5mA. 3 13 Der Wirkungsgrad wird wie folgt berechnet: η = 5V x 1A = V x 1.005A So beträgt der Gesamtwirkungsgrad 49 %, und die Verlustleistung im Wandler überschreitet sogar die zur Last übergeben 5W. Wenn die Eingangsspannung bis zum Minimum von 7VDC sinkt, erhöht sich der Wirkungsgrad auf 70 %; dies stellt jedoch den praktisch maximalen Wirkungsgrad dar, da für eine ordnungsgemäße Regelung ca. 2V Spielraum notwendig sind. Es ist sofort erkennbar, dass der Wirkungsgrad eines Reglers dieses Typs stark von der Eingangsspannung und der Last abhängt und nicht konstant ist. Dies bedeutet auch, dass der Spannungsregler mit einem ausreichend großen Kühlkörper ausgestattet sein sollte, um einen sicheren Betrieb auch im ungünstigsten Fall, bei maximaler Eingangsspannung und maximalem Ausgangsstrom, zu ermöglichen Sonstige Eigenschaften des Linearspannungsreglers Einerseits haben Linearregler viele Vorteile, andererseits aber auch einige gravierende Nachteile, die besondere Sorgfalt bei Anwendung und Einsatz des Reglers erfordern. Eingangsspannung des Linearspannungsreglers 7V L 7805 N 100µF LOAD Ausgangsspannung des Linearspannungsreglers Abb. 1.3: Drop-Out-Problem beim Linearspannungsregler Praktischer Hinweis Wenn die Potentialdifferenz zwischen Eingang und Ausgang, wie oben erwähnt, unterhalb des erforderlichen Spielraums (üblicherweise 2 V) liegt, kann der Regelkreis nicht mehr korrekt funktionieren. Ein verbreitetes Anwendungsproblem besteht, wenn der gleichgerichtete Wechselstromeingang eine hohe Spannungswelligkeit besitzt, weil der Glättungskondensator viel zu klein ist (Abb. 1.3). Wenn die Eingangsspannung bei jeder Halbperiode unter die Ausfallspannung (engl.: drop out voltage) abfällt, zeigt der geregelte Ausgang periodische Einbrüche mit doppelter Netzfrequenz. Diese kurzzeitigen Einbrüche werden nicht vom Multimeter angezeigt, das nur den Mittelwert der Ausgangsspannung misst, können aber doch nicht erklärbare Probleme in der zu versorgenden Schaltung hervorrufen. Dieser Effekt kann beseitigt werden, indem man entweder größere Glättungskondensatoren verwendet oder das Windungsverhältnis des Transformators erhöht beides teure Optionen. 4 14 1.1.3 LDO-Regler Der im Standard-Linearspannungsregler verwendete bipolare Längstransistor wird als Stromverstärker verwendet. Der bipolare Längstransistor im Standard - Linearregler wird als Stromverstärker genutzt. Der Ausgangsstrom des Fehlerverstärkers erzeugt, multipliziert mit der Kleinsignalstromverstärkung H FE des Transistors, den Laststrom. Die H FE des Leistungstransistors ist sehr niedrig, typischerweise 20-50, weshalb häufig eine Darlingtonschaltung mit mehreren Transistoren verwendet wird, um die effektive Stromverstärkung zu erhöhen und den vom Ausgangsstrom des Fehlerverstärkers geringer halten zu können. Der Nachteil des Darlington-Transistors besteht darin, dass die Ausfallspannung durch V BE für jede Stufe zunimmt; so wird die typische Ausfallspannung für einen Standard-Linearspannungsregler, der einen PNP-Transistor verwendet, um einen NPN-Darlington-Transistor anzusteuern, zu: V Dropout = 2 V BE + V CE 2V (bei Zimmertemperatur) Bei niedrigen Umgebungstemperaturen sinkt H FE, weshalb für eine zuverlässige Regelung unter allen Betriebsbedingungen ein Spielraum von 2,5 bis 3V erforderlich werden kann. Durch Ersetzen des bipolaren Transistors durch einen P-Kanal-FET arbeiten Low- Drop-Out- (LDO- = Linearregler mit niedriger Ausfallspannung) Linearregler mit einer Ausfallspannung von nur wenigen hundert Millivolt. Die Ausfallspannung beträgt dann einfach die Durchlassspannung am FET. Diese ergibt sich aus dem Widerstand RDS multipliziert mit dem Laststrom I LOAD. Da R DS typischerweise sehr niedrig ist, ist die Ausfallspannung ebenfalls niedrig. FETs werden selten in ihrem ohmschen Bereich verwendet, da die Stromverstärkung einer komplizierten Relation folgt und sowohl von der Temperatur als auch der Last abhängig ist (siehe Abb. 1.4). In jedem Fall kompensiert der Fehlerverstärker jedoch jegliche Drift und Nichtlinearität in der V GS -V TH -Kurve, da er lediglich die Ausgangsspannung mit der Vergleichsspannung vergleicht und seinen Ausgang entsprechend abstimmt. Der Nachteil von LDO-Reglern besteht darin, dass die V GS -V TH -Kurve bei hohen Gatespannungen sehr steil und bei niedrigen Gatespannungen sehr flach ist, sodass der Fehlerverstärker einerseits eine sehr niedrige Ausgangs-Dämpfung haben sollte und dennoch schnell auf Last- oder Eingangsspannungsänderungen reagieren können muss (leicht gedämpft sein sollte). Das Ergebnis ist ein notwendiger Kompromiss zwischen den beiden Betriebsextremen, was entweder bei hochinduktiven oder bei hochkapazitiven Belastungen zu Problemen führen kann. Drainstrom (beliebige Maßeinheit) Durchlassbereich V 7V GS - V TH = 20 Übersteuerungsbereich 4V 10 3V 2V 1V Drain zur Quellspannung (V) Abb. 1.4: FET-Charakteristik 6V 5V 5 15 LDO-Linearregler sind deshalb anfälliger für Überspannungsschäden und erfordern bessere Filterung und umfangreicherer Maßnahmen zur Transientenvermeidung. Auch haben sie einen stärker eingeschränkten Eingangsspannungsbereich (Input Voltage Range). Sowohl Standard- wie LDO-Linearregler sind für Ausfälle anfällig. Wenn der Längstransistor ausfällt, so in der Regel durch Kurzschluß Collector - Emitter. Dadurch wird der Ausgang direkt mit dem Eingang verbunden, was gewöhnlich zur Zerstörung der Last führt. Abb. 1.5 zeigt eine mögliche Schutzbeschaltung, in der eine leistungsstarke Zener-Diode verwendet wird, die im Falle eines Regelungsfehlers die Sicherung durchgebrannt. ungeregelt + - F 1 Linearspannungsregler R L Zenerdiode Abb. 1.5: Einfacher Ausgangs-Überspannungsschutz 1.2 Schaltregler Im Unterschied zu Linearreglern, die die Verlustleistung in Wärme umsetzen, um die Ausgangsspannung zu begrenzen, verwenden Schaltregler Energiespeicherungseigenschaften von induktiven und kapazitiven Komponenten, um Leistung in diskreten Energiepaketen zu übertragen. Diese Energiepakete sind entweder im Magnetfeld einer Induktivität oder im elektrischen Feld eines Kondensators gespeichert. Der Schaltregler stellt sicher, dass nur die Energie, die für die Last aktuell erforderlich ist, in jedes Paket übertragen wird, weshalb diese Topologie sehr effizient ist. Abb. 1.6 zeigt die vereinfachte Struktur eines Schaltreglers. V IN Eingangsfilter Schalter Induktivität oder Transformator Gleichrichter und Filter V OUT Strom Rückkopplungsregelkreis PWM- Regler Isolation (falls erforderlich) Abb. 1.6: Blockdiagramm eines Schaltregler 6 16 Um Energie in kontrollierten Mengen vom Eingang zum Ausgang zu übertragen, ist ein komplizierteres Regelungsverfahren notwendig als beim Linearspannungsregler. Der meistverbreitete Typ der Regelung ist PWM (Pulse Width Modulation = Pulsweitenmodulation), bei der die vom Eingang zum Ausgang übertragene Energiemenge durch einen in seiner Breite variablen Impuls in einem fixen Zeitintervall moduliert wird. Die relative Einschaltdauer der PWM, δ, ist das Verhältnis von t ON (Zeitraum, in dem Energie aus der Quelle fließt) zur Periode T (Umkehrgröße der Schaltfrequenz ƒ OSC ). ton δ =, wobei T = 1 T ƒosc Gleichung 1.3: Definition der relativen Einschaltdauer Bei Schaltreglern ist die geregelte Ausgangsspannung direkt proportional zur relativen Einschaltdauer der PWM. Die Regelschleife benutzt das Großsignal - Tastverhältnis zur Steuerung des Leistungsschalters. Hingegen verwendet der Linearspannungsregler die Kleinsignal -Regelschleife, um den Strom durch den Längstransistor zu beschränken. Die PWM-Regelung ist mit wesentlich besseren Wirkungsgraden möglich als die lineare Regelung, da die Hauptverluste nur während des Schaltes und nicht ständig anfallen und nicht dauerhaft Verlustleistung verbraten werden muss. Anders gesagt: Da die FETs, entweder komplett an- oder abgeschaltet sind, fällt eine ungleich geringere Verlustleistung an Schaltfrequenz und Größe der Induktivität Die Größe der Speicherelemente eines Schaltreglers ist ungefähr umgekehrt proportional zur Schaltfrequenz. Die in einer Induktivität gespeicherte Energie beträgt: L I P (L) = L I2 ƒ E (L) = Gleichung 1.4: Gespeicherte Energie in einer Induktivität Die in einer Induktivität gespeicherte Energiemenge ist proportional zur Frequenz. Um eine konstante Energiemenge zu speichern, kann z. B. die Induktivität L halbiert werden, wenn die Frequenz verdoppelt wird. Für kapazitive Elemente lautet die Gleichung für die gespeicherte Leistung: E (C) = P (C) = C V2 ƒ CV2 2 2 Gleichung 1.5: Gespeicherte Energie in einem Kondensator Hier wiederum, kann die Größe des Kondensators durch Erhöhung der Frequenz verringert werden, ohne Kompromisse bei der gespeicherten Energiemenge eingehen zu müssen. Diese Verkleinerungen der materiellen Größe sind sowohl für den Hersteller, als auch für den Kunden, ausschlaggebend, weil so geringeres Gewicht erzielt werden kann und mitunter weniger Verpackungsaufwand erforderlich wird. Jedoch sind mit höherer Schaltfrequenz auch EMV-Probleme zu erwarten. 7 17 Daher existiert ein EMV-Kompromiss, der die höchste praktische Schaltfrequenz auf ca. 500kHz beschränkt (einige sehr kleine Konstruktionen können bei 1MHz oder höher takten, erfordern jedoch sehr sorgfältiges PCB-Layout und beste EMV-Abschirmung) Schaltregler-Topologien Der Begriff Topologie verweist auf verschiedene Arten von Schaltvorgängen und Kombinationen von Energiespeicherelementen, die für die Übertragung, Steuerung und Regelung der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms aus einer Eingangs-spannungsquelle möglich sind. Die verschiedenen Topologien für Schaltregler können in zwei Hauptgruppen unterteilt werden: a) Nichtisolierte Wandler, in welchen die Eingangsquelle und die Ausgangslast während des Betriebs einen gemeinsamen Stromweg nutzen. b) Isolierte Wandler, in welchen Energie durch transformatorgekoppelte magnetische Bauelemente (Transformatoren) übertragen wird, wobei die Kopplung zwischen der Versorgung und der Last ausschließlich durch ein Magnetfeld erreicht wird, was eine galvanische Trennung zwischen dem Eingang und Ausgang erlaubt Nichtisolierter DC/DC-Wandler Die Auswahl aus der Vielfalt der verfügbaren Topologien basiert auf Überlegungen wie Kosten, Performance und Regelcharakteristik, die durch die Hauptbetriebscharakteristiken bestimmt werden. Keine Topologie ist besser oder schlechter als die andere. Jede Topologie hat sowohl Vorteile als auch Nachteile, und so ist die Wahl eine Frage der Bedürfnisse des Nutzers und der Bedarfsanforderungen an die Spannungsversorgung. Für nichtisolierte DC/DC-Wandler gibt es fünf transformatorlose Grundtopologien: i. Buck- oder Abwärtswandler ii. Boost- oder Aufwärtswandler iii. Buck-Boost- oder Auf-Abwärtswandler iv. Zweistufiger invertierender Buck-Boost-Wandler (Ćuk-Wandler) v. Zweistufiger nicht-invertierender Buck-Boost-Wandler (Sepic-Wandler, ZETA-Wandler) Die nachfolgenden Erklärungen setzen voraus, dass das PWM-Regelschema einen Regelkreis (nicht dargestellt) hat und für die gewünschte Ausgangsspannung das korrekte Tastverhältnis gewählt wurde. Angenommen sind außerdem ideale Schalter (Schalttransistoren oder -dioden) sowie ideale Kondensatoren und Induktivitäten, um die Eigenschaften der Übertragung jeder Topologie besser zu demonstrieren. Bevor wir uns jedoch die Topologien anschauen, erscheint es opportun, einige Worte über die Ansteuerung von Schalttransistoren zu sagen. 8 18 Schalttransistoren FETs werden bei Verwendung als Schalttransistoren üblicherweise übersteuert betrieben, wo der Drain-Quellen-Widerstand am Minimum ist und Leistungsverluste im Schalter minimal sind. Solange die Gate-Spannung V GS wesentlich größer ist als die Schwellenspannung V TH, befindet sich der FET über den ganzen Lastbereich in Übersteuerung (Sättigung) (siehe Abb. 1.7). Beim Betrachten des vereinfachten synchronen Buck-Wandlerkreises in Abb. 1.7 ist erkennbar, dass zwei FETs vorhanden sind, wobei der eine auf Masse (Niederspannungsseite) und der andere auf V IN + (Hochspannungsseite) schaltet. V IN + V PS V X L V OUT V NS I L C R I R Abb. 1.7: Vereinfachter synchroner Abwärtsregler Der niederspannungsseitige FET (N-Kanal) schaltet durch, wenn V NS >> V TH, und schaltet ab, wenn V NS < V TH. Der hochspannungsseitige FET (P-Kanal)schaltet durch, wenn V PS << (V IN - V TH ), und schaltet ab, wenn V PS > (V IN - V TH ). P-Kanal-FETs weisen jedoch typischerweise die dreifache Verlustleistung eines gleichgroßen N-Kanal-FETs auf und sind zudem teurer. In vielen Leistungsanwendungen ist dies nicht zulässig, weshalb als hochspannungsseitiges Schaltelement ein N-Kanal-FET bevorzugt wird. Dies bedeutet jedoch, dass der hochspannungsseitige Treiber imstande sein soll, eine Ausgangsspannung zu generieren, die höher als die Eingangsspannung V IN ist. Eine allgemein gebräuchliche Lösung für einen hochspannungsseitigen N-Kanal-Treiber besteht darin, das Rechtecksignal bei V X zu verwenden, um die Versorgungsspannung des hochspannungsseitigen Treibers durch einen Bootstrapkondensator und Diode D 1 zu erhöhen. V IN + V IN + D 1 2VIN C BOOT C DRIVE Hochspannungsseite N-FET L PWM 0V V IN + V TH 0V V X V IN + 0V 0V Niederspannungsseite N-FET GND Abb. 1.8: Bootstrapschaltkreis für hochspannungsseitigen Treiber 9 19 Der Kondensator C BOOT ist immer dann auf V IN + durch D 1 geladen, wenn V X = GND ist, und entlädt immer dann 2 V IN + in den hochspannungsseitigen Treiberkondensator C DRIVER, wenn V X = V IN + ist. So kann der hochspannungsseitige Treiber das Gate des hochspannungsseitigen N-FETs über die Eingangsspannung hinaus treiben. Der Nachteil dieses einfachen Bootstrapschaltkreises besteht darin, dass der Bootstrapkondensator in PWM-Betriebszyklen mit entsprechendem Tastverhältnis nicht ausreichend Zeit hat, um den Kondensator C Drive aufzuladen. So ist ein Betrieb bei einem Tastverhältnis in der Nähe von 100 % nicht möglich. Das schränkt die Eingangsspannung und den Lastbereich des Wandlers ein. Eine Lösung dieses Problems besteht darin, eine separate Ladungspumpe (engl.: charge pump oscillator) zu verwenden, um C Drive über den gesamten Impuls-Pausen-Verhältnisbereich oberhalb von V IN + aufgeladen zu halten. Solche Ladungspumpschaltungen sind oft in den Regler oder hochspannungsseitigen Treiber IC integriert (siehe unten stehendes Beispiel des hochspannungsseitigen Treibers MAX1614mit integrierter Ladungspumpe). integrierte Ladungspumpe 50kHz SC Soft- Start AN Abb. 1.9: Blockschaltbild des hochspannungsseitigen Treibers MAX Buck-Wandler Wie der Name sagt, wandelt der Abwärts- oder Buck-Wandler eine hohe Eingangsspannung in eine stabilisierte niedrigere Ausgangsspannung um. Ein vereinfachtes Schaltbild und die Hauptstrom- und -spannungswellenformen sind der Abb zu entnehmen. Am leichtesten zu verstehen ist dieser Schaltkreis, wenn man sich vorstellt, dass L 1 und C 1 einen Tiefpassfilter bilden. Wenn der Schalter S 1 geschlossen ist, erhöht sich die Spannung an der Last langsam linear, während der Kondensator C 1 durch L 1 aufgeladen wird. 10 20 Wenn S 1 dann geöffnet wird, wird die im Magnetfeld der Induktivität gespeicherte Energie am Schalterende der Induktivität durch die Diode D 1 bei 0V fixiert. Somit hat diese Energie keine andere Wahl, als sich über den Kondensator und die Last zu entladen und in Folge wird die Spannung an der Last langsam absinken. Die Durchschnittsausgangsspannung ist dann das Tastverhältnis des PWM-Regel-signals multipliziert mit der Eingangsspannung. S 1 L 1 V IN + - D 1 C1 R L V OUT Strom S 1 geschlossen Strom S 1 geöffnet VOUT = VIN ton T = δ VIN, gilt, wenn VIN > VOUT t ON T V S1 I S1 I D1 V L1 I L1 Abb. 1.10: Vereinfachtes Schaltbild und Signalformen des Abwärtswandlers 11 21 Die Übertragungsfunktion kann abgeleitet werden, indem man die Spannung-Zeit-Produkte der Induktivität in den Zuständen AUS und EIN gleichsetzt. Aufgrund des Energieerhaltungsprinzips müssen die beiden Produkte gleich groß sein. Für den Zustand EIN: Energy IN = (V IN - V OUT ) t ON Für den Zustand AUS: Energie OUT = V OUT t OFF, wo t OFF = T - t ON und δ = t ON / T Das Ersetzen ergibt: (V IN - V OUT ) t ON = V OUT (T - T ON ) V IN t ON = V OUT T V OUT = V IN (t ON / T) V OUT / V IN = δ Gleichung 1.6: Übertragungsfunktion des Buck-Wandlers Anwendungen des Buck-Wandlers Die Vorteile des Buck-Wandlers bestehen darin, dass die Verluste sehr niedrig sind (da Wirkungsgrade von > 97% leicht erreichbar sind, besonders als synchrone Ausführung [siehe Abschnitt ]); die Ausgangsspannung kann beliebig im Bereich von V REF bis V IN gewählt werden, und die Differenz zwischen V IN und V OUT darf sehr groß sein. Außerdem darf die Schaltfrequenz einige hundert khz betragen, um eine sehr kompakte Konstruktion mit kleinen Induktivitäten und einem dynamischen Übergangsverhalten zu erzielen. Wenn der Schalt- FET gänzlich ausgeschaltet ist, ist die Leerlaufstromaufnahme der gesamten Schaltung vernachlässigbar klein. Aus diesen Gründen stellt der Abwärtsregler in vielen Anwendungen eine sehr attraktive Alternative zum Linearspannungsregler dar. Praktischer Hinweis Die Serie RECOM R-78xx ist eine pin-kompatible Alternative zur 78xx-Serie. R-78xx ist ein komplettes Buck-Wandler-Abwärtsreglermodul, für dessen Normalbetrieb keine externe Beschaltung erforderlich ist. Er bietet ein Wirkungsgrad von 97%, eine Eingangsspannung von bis zu 72VDC und Leerlaufstromaufnahme (engl.: quiescent current) von lediglich 20μA. Induktivität V IN Sägezahngenerator R 1 V OUT PWM FET- Treiber Übertemperaturschutz - + V REF - + R 2 1 Eingang R-78xx 3 Ausgang GND 2 Erde Abb. 1.11: Schaltregler Buck-Wandler und Pinout 12 22 Praktischer Hinweis Ein Nachteil des Buck-Wandlers liegt darin, dass der Feedbackkreis des PWM-Reglers, um korrekt zu regeln, eine minimale Spannungswelligkeit am Ausgang erfordert, da die Regelung typischerweise Zyklus für Zyklus erfolgt. Die Spannungswelligkeit am Ausgang hängt vom Tastverhältnis ab und erreicht ihr Maximum bei 50% Impuls-Pausen-Verhältnis. Deshalb ist es nicht möglich diese Welligkeit (rippel/noise), auf den durch Linearregler erreichbaren μv-pegel herabzusetzen. Wenn eine sehr saubere Versorgung notwendig ist, kann nach dem Abwärtsregler ein Linearspannungsregler eingesetzt werden, um von den Vorteilen beider Technologien zu profitieren. Im unten stehenden Beispiel werden die ungeregelten 24VDC durch den Schaltregler mit einem Wirkungsgrad von 95% auf 15V gesenkt. Der Linearspannungsregler liefert dann einen sauberen 12-V-Ausgang mit < 5μV Restwelligkeit und Rauschen. Der gesamte Wirkungsgrad des Systems beträgt ca. 76%, im Vergleich zu weniger als 50%, wäre nur der Linearspannungsregler eingesetzt. 24V ungeregelt 0V Schaltregler R V µF 1µF 1µF 100nF Linearspannungsregler rauscharme 12V Abb. 1.12: Kombination von Impuls-Abwärtsregler und Linearregler Boost-Wandler Wie der Name schon sagt, wandeln Aufwärts- oder Boost-Wandler eine niedrige Eingangsspannung, in eine stabilisierte, höhere Ausgangsspannung. Ein vereinfachtes Schaltbild, sowie die Hauptstrom- und Spannungswellenformen sind in Abb gezeigt. L 1 D 1 V IN + - S 1 C 1 R L V OUT Strom, S 1 geschlossen Strom, S 1 geöffnet VOUT = VIN δ, gilt, wenn VIN < VOUT 13 23 t ON T OFF V S1 ON I S1 I D1 V IN V L1 V IN - V OUT - V D1 I L1 Abb. 1.13: Vereinfachtes Schema und Charakteristik des Boost-Wandlers Wenn S 1 geschlossen ist, fließt der Strom durch die Induktivität L 1, der linear im Verhältnis V IN / L 1 steigt. Während dieser Periode, wird der Laststrom von der in C 1 gespeicherten Energie versorgt. Wird nun der Schalter wieder geöffnet, führt die gespeicherte Energie in der Induktivität dazu, dass die Ausgangsspannung der Eingangsspannung überlagert wird. Der resultierende Strom fließt durch die Freilaufdiode D 1, versorgt die Last und lädt C 1 wieder auf. Der Strom durch die Induktivität nimmt linear und proportional zu (V OUT - V IN )/L 1 ab. Die Ableitung der Übertragungsfunktion ähnelt der im vorherigen Abschnitt, nur sind die Grundgleichungen umgeordnet: Für den Zustand EIN: Energy IN = V IN t ON Für den Zustand AUS: Energy OUT = (V OUT - V IN ) t OFF VOUT VIN = δ Gleichung 1.7: Übertragungsfunktion des Boost-Wandlers 14 24 Anwendungen des Boost-Wandlers Der Vorteil des Boost-Wandlers besteht darin, dass die Ausgangsspannung, abhängig vom Tastverhältnis des PWM-Signals, gleich oder größer als V IN ist. Daher eignet er sich z.b. besonders gut für akkubetriebene Anwendungen, bei denen die benötigte Versorgungsspannung, der zu versorgenden Anwendung, um den sogenannten Boost-Faktor höher sein soll, als die Batteriespannung. In der Praxis jedoch sind Boost-Faktoren von x2, x3 oder mehr nur schwer zu realisieren, da die Höhe der Eingangsstromimpulse zum Boost-Faktor proportional zunimmt. D.h., es zieht ein Wandler, der die Eingangsspannung verdreifachen soll, den dreifachen Eingangsstrom. Dieser pulsierende Eingangsstrom kann hohe EMV- und auch Spannungsabfallprobleme in den Eingangszuleitungen hervorrufen, die, wenn überhaupt, nur mit sehr hohem Aufwand in Griff zu bekommen sind. Ein Nachteil besteht beim Boost-Wandler auch darin, dass der Ausgang ohne einen zweiten Schalter in Serie zum Eingang nicht ausgeschaltet werden kann, da ein Abschalten des PWM-Reglers die Last nicht vom Eingang trennt. Praktischer Hinweis Es muss unbedingt darauf geachtet werden, dass die Eingangsspannung nicht über die gewünschte Ausgangsspannung ansteigen kann. Der PWM-Regler würde dann S 1 stets geöffnet halten, und Eingang und Ausgang würden ohne Regelung durch L 1 und D 1 direkt verbunden werden. So könnten hohe Ströme fließen, die sowohl den Wandler als auch die Last sehr schnell zerstören würden. Um dieses Problem zu vermeiden, ist eine Topologie erforderlich, die sowohl den Buck- als auch den Boost-Betrieb zulässt Buck-Boost- (invertierender) Wandler Der invertierende Flyback-Wandler, auch Buck-Boost-Wandler genannt, wandelt eine Eingangsspannung in eine geregelte negative Ausgangsspannung um, die höher oder niedriger als der absolute Wert der Eingangsspannung sein kann. Das vereinfachte Schema in Abb zeigt den Hauptschaltplan und die damit verbundenen Wellenformen. Wenn S 1 geschlossen ist, fließt der Strom I L1, der direkt proportional zu V IN /L 1 ansteigt, in diesem Schaltkreis durch L 1. Diode D 1 blockiert währenddessen den Strom in die Last. Während dieser Zeit wird der Laststrom vom Ausgangskondensator C 1 gespeist. Wenn der Schalter S 1 geöffnet ist, bewirkt die in L 1 gespeicherte Energie, dass das dem Schalter zugewandte Ende der Induktivität negativ wird (das andere Ende der Induktivität ist geerdet). Der daraus resultierende negative Strom fließt jetzt durch D 1 in die Last, bestehend aus C 1 und R L. Dieser Strom nimmt proportional zu V OUT /L 1 ab. Aufgrund der Stromflussrichtung ist die Ausgangsspannung in Bezug auf das Massepotential negativ. Deshalb eignet sich diese Topologie nur zur Erzeugung negativer Spannungen. 15 25 S 1 D 1 + V IN - L 1 C 1 R L + V OUT Strom, S 1 geschlossen Strom, S 1 geöffnet VOUT = VIN - δ 1 - δ gilt, wenn VIN > VOUT oder VIN < VOUT t ON T V S1 I S1 I D1 V D1 I L1 Abb. 1.14: Vereinfachtes Schema und Charakteristik des Buck-Boost-Wandlers Die Ableitung der Übertragungsfunktion ähnelt der in den vorhergehenden Kapiteln, jedoch mit folgenden Grundgleichungen: Für den Zustand EIN: Für den Zustand AUS: Energy IN = V IN t ON Energy OUT = -V OUT t OFF V OUT VOUT VIN = - δ 1 - δ Gleichung 1.8: Übertragungsfunktion des invertierenden Buck-Boost-Wandlers 16 26 Praktischer Hinweis Der Vorteil des Buck-Boost-Wandlers besteht darin, dass die Eingangsspannung höher oder niedriger sein kann, als die gewünschte geregelte Ausgangsspannung. Das kann z. B. besonders in solchen Anwendungen nützlich sein, die stabilisierte 12V am Ausgang aus einer 12-V-Blei-Säure-Batterie erfordern, die eine Klemmenspannung zwischen 9V wenn entladen und 14V wenn voll aufgeladen haben kann. Praktischer Hinweis Buck-Boost-Wandler sind auch zur Stabilisierung von Solarzellenversorgungen hilfreich. Eine Solarzelle liefert relativ hohe Spannung und Strom bei hellem Sonnenschein, jedoch niedrige Spannung und Strom, wenn die Sonne durch Wolken überschattet wird. Da sich das Spannung-Strom-Verhältnis ändert, kann der Buck-Boost für das Maximum Power Point Tracking (MPPT) (engl.: Tracking des Punktes maximaler Leistung) verwendet werden, da das Übersetzungsverhältnis durch eine entsprechende Regelung kontinuierlich angeglichen werden kann. Der größte Nachteil ist die invertierte Ausgangsspannung. Bei Verwendung von Akkus ist die Inversion der Ausgangsspannung jedoch irrelevant, weil die Batterie in Bezug auf Masse schwebend belassen und -V OUT dann mit Masse verbunden werden kann, um eine positive Ausgangsspannung zu erzeugen. Ein anderer Nachteil ist, dass der Schalter S 1 keine Verbindung mit Masse hat. Dies bedeutet, dass ein Pegelumsetzer im PWM-Schaltkreis notwendig ist, was weitere Kosten und zu einer höheren Komplexität des Schaltungsdesigns führt Buck-Boost - diskontinuierlicher (DCM - discontinuous mode) und kontinuierlicher Betrieb (CM - continuous mode) Mit den Abwärts-(Buck-,step-down-) oder Aufwärts-(Boost-, step-up-)topologien wird die während jedes EIN-Impulses des PWM-Signals übertragene Energie teilweise durch die Last bestimmt. Wenn die Last verringert wird, wird das Tastverhältnis zum Ausgleich verkürzt. Bei der Buck-Boost-Topologie wird das Tastverhältnis verwendet, um die Eingangs-Ausgangsspannungsübersetzung zu verändern; dies steht nicht unmittelbar mit der Last in Verbindung. Was passiert nun bei Laständerungen? Wenn die Last am Wandler hoch ist, verläuft der Strom in der Induktivität IL1 wie in Abb dargestellt, in einer dreieckigen Wellenform, die niemals auf null fällt. Der Stromfluss ist ununterbrochen (kontinuierlich). Wenn die Last am Buck-Boost-Wandler jedoch sehr niedrig ist, reicht die Energie in jedem EIN-Impuls aus, um die gewünschte Spannung am Ausgangskondensator schon vor dem Schaltvorgang vollständig zu erreichen. Der Strom I L1 fällt dann für den Rest der EIN-Zeit des PWM-Signals auf null. In diesem Fall wird der Strom durch die Speicherinduktivität intermittierend oder diskontinuierlich genannt. 17 27 1 Normierter Spannung diskontinuierlich D=0.0 D=0.2 D=0.4 D=0.6 kontinuierlich D= Normierter Strom Abb. 1.15: CM- und DCM-Übergang Der Betrieb im diskontinuierlichen Modus ist mit zusätzlichen Einflüssen auf die Übertragungsfunktion, wie z. B. der Induktivität, der Eingangsspannung und des Ausgangsstroms, verbunden. Daher wird die in Gleichung 1.7 angegebene einfache Übertragungsfunktion komplexer: VOUT VIN = VIN δ2 T 2 L1 IOUT, wobei T = ton + toff Gleichung 1.9: Übertragungsfunktion für den Boost-Wandler im diskontinuierlichen Betrieb Der Effekt des Übergangs vom kontinuierlichen zum diskontinuierlichen Betrieb ist eine Änderung im Eingangs-Ausgangsspannungsübersetzungsverhältnis bei niedrigen Lasten (Abb. 1.15). Die meisten Buck-Boost-Regler erhöhen deshalb ihre Taktfrequenz bei niedrigen Lasten, um innerhalb der Grenzen des kontinuierlichen Betriebs zu bleiben. Dies erhält das einfache Übertragungsfunktionsverhältnis auf Kosten einer komplizierteren EMV-Filterung, um einen breiteren Bereich von Taktfrequenzen abzudecken. Leider sind Induktivitäten, Kondensatoren und Widerstände im realen Leben nicht ideal, weshalb eine Änderung der Taktfrequenz wegen Nichtlinearität, parasitärer Effekte und unerwünschten Kopplungseffekten häufig auch andere Fehler verursacht Synchrone und asynchrone Umwandlung In den zuvor vorgestellten Topologien wird eine Freilaufdiode in allen Konstruktionen verwendet. Eine Alternative besteht darin, die Diode durch einen FET zu ersetzten, der mit einem out-of-phase-signal zum PWM-Signal eingeschaltet wird und die Funktion der Diode übernimmt. Ein Schaltkreis, der einen FET verwendet, plus Diode nennt man asynchron und einen Schaltkreis mit zwei FETs synchron. Abb zeigt zwei alternative Schaltkreise für den Buck-Wandler. 18 28 a) b) V IN V IN V PS L V V OUT X I L V PS L V V OUT X I L C R I R V NS C R I R Abb. 1.16: Asynchroner (a) und synchroner (b) Buck-Wandler Das Ersetzen der Freilaufdiode durch einen FET hat mehrere Vorteile. Der R DS,ON eines FETs ist sehr niedrig und verursacht im Gegensatz zur Diode keinen so hohen Spannungsabfall, sodass die synchrone Ausführung, sowohl bei hohen Eingangsströmen, als auch bei niedrigen Ausgangsspannungen, geringere Verluste und somit besseren Wirkungsgrad zeigt. Die Effizienzerhöhung kann im Volllastbetrieb sehr signifikant sein, da die Verlustleistung der Freilaufdiode ca. das 4-fache der Verlustleistung eines typischen synchronen Wandler mit mittlerer Leistung von 15W betragen kann. Ein anderer Vorteil besteht darin, dass ein Hochstrom-FET von der Bauform her normalerweise viel kleiner ist als eine Leistungsdiode und man so erheblich Platz auf dem PCB sparen kann. Der Nachteil des synchronen, gegenüber dem asynchronen, Schaltkreis besteht darin, dass die Komponentenkosten nicht nur für den zusätzlichen FET und dessen Ansteuerung höher sind, sondern auch für die Schaltung, die eine gleichzeitige Ansteuerung der beiden FETs verhindert. Ein anderer Nachteil ist, dass die synchrone Ausführung bei sehr niedrigen Lasten (< 10% der Volllast) in Wirklichkeit weniger effizient sein kann als die asynchrone. Ein Grund dafür sind die zusätzlichen Verluste im zweiten FET-Schaltkreis, der durch Auf- und Entladung der niederspannungsseitigen FET-Gate-Kapazität ebenfalls Verluste produziert. Ein anderer Faktor ist, dass der Strom durch die Induktivität in der asynchronen Ausführung durch die Diode daran gehindert wird, in die entgegengesetzte Richtung zu fließen, in der synchronen Ausführung aber sowohl positive als auch negative Ströme fließen können. Jeder negativer Strom stellt einen zusätzlichen Leistungsverlust dar, den die asynchrone Ausführung vom Prinzip her schon vermeidet. Controller-ICs, die alle für den synchronen Betrieb notwendigen Signalpegel und das entsprechende Timing generieren, sind leicht erhältlich und haben häufig entweder sowohl hochspannungs- als auch niederspannungsseitige FETs oder nur nieder-spannungsseitige FETs bereits integriert. Zusätzliche Timing-Schaltungen sind oft in den Regel-ICs integriert, um den Wirkungsgrad im Niedriglastbetrieb durch Puls-Skipping (weniger häufiges Einschalten der FETs zur Verringerung von Schaltverlusten) oder durch Reduzierung der Taktfrequenz abhängig von der Last zu erhöhen. 19 29 Zweistufen-Boost-Buck (Ćuk-Wandler) Auch der Ćuk-Boost-Buck-Regler (ausgesprochen: Tschuk) wandelt eine Eingangsspannung in eine geregelte, invertierte Ausgangsspannung höher oder niedriger als die Eingangsspannung, je nach Tastverhältnis um. Das vereinfachte Schema in Abb zeigt das Aufbauprinzip und die damit verbundenen Wellenformen. Meistens ist es ein Boost-Wandler, der kapazitiv mit einem invertierenden Buck-Wandler gekoppelt wird. L 1 C 1 L 2 V IN + - D 1 S 1 C 2 + R L V OUT Strom, S 1 geschlossen Strom, S 1 geöffnet VOUT = VIN - δ 1 - δ VIN > VOUT, δ < 0.5 VIN < VOUT, δ > 0.5 t ON T V S1 I S1 I D1 V D1 I C1 I L1, I L2 Abb. 1.17: Vereinfachtes Schema und Charakteristik des Ćuk-Wandlers 20 30 Im Vergleich zu den oben vorgestellten Topologien ist leicht erkennbar, dass diese Topologie zwei Induktivitäten (welche aufgrund des gemeinsamen Stromflusses auch einen gemeinsamen Kern nutzen können) und zwei Kondensatoren beinhaltet. Wenn Schalter S 1 geschlossen ist, fließt der Strom I L1 durch L 1 mit der Anstiegsgeschwindigkeit V IN /L 1. Gleichzeitig wird die positive Klemme von C 1 auf Masse gezogen, was C 1 veranlasst, mittels eines negativen Stroms durch L 2 den Kondensator C 2 aufzuladen und einen negativen Strom durch die Last RL zu treiben. Der Strom durch L 2 steigt gemäß dem Verhältnis von (V C1 + V OUT )/L 2. Wenn S 1 geöffnet ist, löst die Energie gespeichert im Magnetfeld von L 1 eine Spannungsüberhöhung aus, die dann in Folge C 1 durch D 1 wiederauflädt. Der Strom durch L 1 fällt gemäß dem Verhältnis (V C1 -V IN )/L1. Gleichzeitig entlädt sich der Kondensator C2 durch L 2 und Diode D 1, was einen kontinuierlich abnehmenden Strom L 2 entsprechend V OUT /L 2 bewirkt. Der Kondensator C 1 spielt hier eine besondere Rolle, da er für den gesamten Energiefluss, vom Eingang bis zum Ausgang, verantwortlich ist. Der Wert von C 1 wird so gewählt, dass die Spannung im stabilen Zustand unbedingt konstant bleibt. Aufgrund der sich wie oben beschrieben einstellenden Stromflussrichtung ist die Ausgangsspannung bezüglich des Massepotentials negativ. Deshalb eignet sich diese Topologie nur für die Erzeugung von negativen Spannungen. Für die Prüfung der Übertragungsfunktion für diese Topologie muss der Einfluss der beiden Induktivitäten geprüft werden. Auf L1 anwendbare Gleichungen: Für den Zustand EIN: Für den Zustand AUS: Energy IN (L 1 ) = V IN t ON Energy OUT (L 1 ) = (V C1 - V IN ) t OFF Auf L2 anwendbare Gleichungen: Für den Zustand EIN: Für den Zustand AUS: Energy IN (L 2 ) = (V C1 + V OUT ) t ON Energy OUT (L 2 ) = - V OUT t OFF Substitution ergibt zwei Gleichungen für die C1-Kondensatorspannung: VC1 = 1 VIN und VC1 = - VOUT 1 - δ δ wobei die Lösungen dasselbe Ergebnis haben wie für den einstufigen Buck-Boost- Wandler: VOUT VIN = - δ 1 - δ Gleichung 1.10: Übertragungsfunktion des Ćuk-Wandlers 21 31 Praktischer Hinweis Der Vorteil des Ćuk-Wandlers gegenüber dem einstufigen Buck-Boost-Wandler besteht darin, dass die Ströme, die in L 1 und L 2 fließen, dieselben und ununterbrochen sind. Die Eingangsund Ausgangsströme sind beide effizient LC-gefiltert, was eine Optimierung der EMV-Performance deutlich einfacher macht, da nur sehr geringe Hochfrequenzstörungen entstehen. Da die Ströme in beiden Induktivitäten gleich sind, können sie einen gemeinsamen Kern teilen, was den gesamten Aufbau deutlich vereinfacht und auch dazu beiträgt die Restwelligkeit am Ausgang zu verringern. Die Konstruktion ist auch deshalb sehr effizient, weil durch das Auf- und Entladen der Kondensatoren über Induktivitäten hohe Stromspitzen mit den dazugehörigen ohmschen Verlusten vermieden werden. Außerdem ermöglicht der auf Masse bezogene Schalter S 1 den Einsatz von FETs mit niedrigen Verlusten und einfacher Ansteuerungschaltung. Der größte Nachteil des Ćuk-Wandlers besteht in der starken Abhängigkeit von C 1. Alle vom Eingang zum Ausgang fließenden Ströme gehen durch diesen Kondensator, der ungepolt sein muss, da die Spannungsrichtung beim Durchgang mit jeder Halbperiode wechselt. Die starke Welligkeit des Stroms führt intern zu Wärmeentwicklung, die den Temperaturbereich für sicheren Betrieb einschränkt. In der Praxis heißt das, dass relativ sperrige und meist teure Polypropylen-Kondensatoren zur Anwendung kommen müssen. Darüber hinaus muss der PWM-Regelkreis sehr sorgfältig entwickelt werden, um einen stabilen Betrieb zu gewährleisten. Bei vier reaktiven Komponenten (zwei Induktivitäten und zwei Kondensatoren) muss außerdem die Applikation mit großer Sorgfalt dimensioniert werden um Resonanzen im Steuerstromkreis tunlichst zu vermeiden Zweistufiger Boost-Buck-SEPIC-Wandler Einer der Nachteile von Buck-Boost-Wandlern ist die invertierte Ausgangsspannung. Dieses Problem kann durch eine zweistufige Konstruktion beseitigt werden, genannt Single Ended Primary Inductor Converter (SEPIC). Im Wesentlichen ähnelt die Konstruktion der des Ćuk (zwei Stufen: Boost-Wandler gefolgt vom Buck-Wandler), mit Ausnahme der SEPIC-Topologie, bei der die Induktivität L 2 und Diode D 1 die Anordnung tauschen. Dies führt im Endeffekt zur selben Polarität von Ausgangs- und Eingangsspannung. L 1 C 1 D 1 V IN + - S 1 L 2 C 2 R L V OUT Strom, S 1 geschlossen Strom, S1 geöffnet Abb. 1.18: Vereinfachtes Schema der SEPIC-Topologie 22 32 Die Energieübertragung ist ähnlich wie im Ćuk-Wandler, weshalb sich folgende Übertragungs-funktion ergibt: VOUT VIN = δ 1 - δ Gleichung 1.11: Übertragungsfunktion des SEPIC-Wandlers T t ON V S1 I S1 I D1 I C1 I L1 I L2 Abb. 1.19: Charakteristik des SEPIC-Wandlers Die Tatsache, dass die Polarität der Ausgangsspannung der Eingangsspannung gleicht, macht den SEPIC-Schaltkreis für batteriegespeiste Anwendungen, die wiederaufladbare Zellen einsetzen, sehr nützlich. Das Batterieladegerät kann dann sowohl zum Wiederaufladen des Akkus, als auch zur gleichzeitigen Versorgung der Anwendung dienen, weil beide eine gemeinsame Masse teilen. Ähnlich wie der Ćuk-Wandler hat SEPIC eine kontinuierliche Eingangsstromwellenform, die die EMV-Filterung erheblich erleichtert. Praktischer Hinweis SEPICs werden auch für LED-Beleuchtungsanwendungen eingesetzt, da der Kondensator C1 einen inhärenten Ausgangskurzschlussschutz darstellt, die Feedbackschleife leicht auf die Konstantstrom- anstelle der Konstantspannungsregelung modifiziert werden kann und 23 33 die gemeinsame V-Schiene die EMV-Filterung erleichtert (LED- Beleuchtungsanwendungen, müssen strenge Normvorgaben erfüllen was harmonische Oberwellenstörungen an der Eingangsseite angeht). Die Nachteile sind, dass der SEPIC-Wandler eine pulsförmige Wellenform des Ausgangsstroms hat, die der des konventionellen Einstufen-Buck-Boost-Wandlers ähnelt. Ebenso besitzt der SEPIC-Wandler, ähnlich wie der Ćuk-Wandler, eine komplexe vierpolige Rückführungsfunktion, was leicht zu Resonanzen führen kann Zweistufen-Boost-Buck-ZETA-Wandler Eine weitere Variante der SEPIC-Topologie ist der ZETA- oder umgekehrte SEPIC-Wandler. Anstelle einer Boost-Stufe gefolgt von einem Buck-Regler verwendet der ZETA-Wandler einen Buck-Wandler gefolgt von einer Boost-Stufe. Die umgeordnete Topologie besitzt den Vorteil einer SEPIC-Konstruktion, bei der sowohl Ausgangs- als auch Eingangspolarität positiv sind. S 1 C 1 L 2 V IN + - L 1 D 1 C 2 R L V OUT Strom, S 1 geschlossen Strom, S1 geöffnet T t ON V S1 I S1 V D1 I D1 I C1 I L1 I L2 Abb. 1.20: Vereinfachtes Schema und Charakteristik des ZETA-Wandlers 24 34 Die Energieübertragung ähnelt der SEPIC-Topologie und ergibt somit dieselbe Übertragungsfunktion: VOUT VIN = δ 1 - δ Gleichung 1.12: Übertragungsfunktion des ZETA-Wandlers Der Vorteil der ZETA-Topologie gegenüber dem SEPIC-Wandler besteht darin, dass die Feedbackschleife stabiler ist, sodass sie einen weiteren Eingangsspannungsbereich (Input Voltage Range) abdecken kann und höhere Lastschwankungen zulässt, ohne Gefahr zu laufen in Resonanz zu gehen. Die Welligkeit der Ausgangsspannung ist ebenfalls wesentlich niedriger als bei einer vergleichbaren SEPIC-Konstruktion. Der Nachteil besteht darin, dass die ZETA-Topologie eine höhere Welligkeit des Eingangsstroms aufweist, einen vergleichsweise größeren Kondensator C 1 für dieselbe Energieübertragung benötigt (die Zwischenspannung ist niedriger) und Schalter S 1 nicht massebezogen ist, also ein Pegelwandler erforderlich ist, um den P-Kanal-FET anzutreiben Mehrphasige DC/DC-Wandler Mehrphasige DC/DC-Wandler sind ein gutes Beispiel für das Gleichgewichtsprinzip in der Elektronik. Dies bedeutet, dass für einen beliebigen erwünschten Vorteil ein Preis in Form eines ausgleichenden Nachteils bezahlt werden muss. Die Forderung nach immer schnelleren Schaltgeschwindigkeiten zur Erhöhung der Verarbeitungsleistung hat eine Herabsetzung der typischen Basisversorgungsspannung des Mikroprozessors von 5V auf 3,3V und weiter auf weniger als 1V verursacht, während die zunehmende Schaltkreiskomplexität zu einem Bedarf an immer höheren Versorgungsströmen geführt hat. Stromversorgungen mit kleinen Spannungen bei hohen Strömen sind nicht leicht zu bauen. Der Grund, dass mehrphasige DC/DC-Wandler immer mehr nachgefragt werden, liegt zum Teil in den Beschränkungen der Ausgangsfilterkomponenten. Um die Spannungs- welligkeit am Ausgang bei höheren Lastströmen bis auf das gewünschte Niveau zu verringern, können die Werte sowohl aus technischen, als auch aus wirtschaftlichen Gründen, nicht beliebig groß gewählt werden. Außerdem bedeutet die Forderung nach immer kleineren Formfaktoren, dass Ausgangsinduktivitäten und -kondensatoren früher oder später durch Bauform und Baugrößeneinschränkungen limitiert sind. Daher ist eine neue Technologie notwendig. Um die Vorteile der mehrphasigen Technologie zu veranschaulichen, wird zuerst ein kurzer Blick auf die einphasige Form geworfen. L C V OUT Abb. 1.21: Einphasiges DC/DC-Ausgangsmodel 25 35 Während der wiederholten Lade- und Entladungszyklen ändert sich die Ausgangsspannung um den Spitze-zu-Spitze-Wert der Restwelligkeit V RIPPLE. Wenn der Laststrom steigt, steigt auch der Entladungsstrom, und der Ladestrom nimmt ebenso automatisch zu. Dies bedeutet, dass der Strom durch die FETs, Induktivität L und Kondensator C zunimmt. Um V RIPPLE klein zu halten, müssen die Schaltfrequenz und/oder die Werte von L und C vergrößert werden. Um den Wirkungsgrad jedoch hoch zu halten, müssen FETs, Induktivität und Kondensator einen niedrigen Serienwiderstand haben, der zu sperrigeren Komponenten führt. EMV-Belange setzen der maximalen Schaltfrequenz eine Grenze. Mehrphasenwandler lösen dieses Problem indem der Laststrom auf mehrere Komponenten verteilt wird. Abb zeigt das Prinzip unter Verwendung einer zweiphasigen Anordnung. L 1 L 2 V OUT C Abb. 1.22: Zweiphasiges DC/DC Ausgangsmodel Ein Nachteil des mehrphasigen Ausgangs besteht in den höheren Kosten der Komponenten, da für jede zusätzliche Phase zwei zusätzliche FETs und eine weitere Induktivität notwendig sind. Außerdem muss der Ansteuerungsschaltkreis entsprechend konstruiert sein um phasenverschobene Mehrfachausgangssignale zu erzeugen. Wie jedoch zuvor erwähnt, können die Induktivitätswerte um einiges kleiner ausfallen, was zu einer wesentlich kompakteren Konstruktion führt. Der Kondensatorwert kann ebenfalls verringert werden. Die Vorteile gehen aber noch weiter. Vorausgesetzt, dass individuelle Ausgänge außer Phase angeschaltet werden, wird die maximale Amplitude der kombinierten Ausgangsspannung reduziert, der Strom fließt gleichmäßiger, und elektromagnetische Störungen werden somit deutlich reduziert. Das bedeutet, dass der Grad der Filterung am Eingang ebenfalls um einiges verringert werden kann. Schließlich wird die Reaktionszeit bei Laständerungen beschleunigt und die Einstellzeit verringert, da auch die Ausgangskondensatoren verkleinert werden können. Bei zweiphasigen Ausgängen beträgt die Phasenverschiebung typischerweise 180 ; bei dreiphasigen Ausgänge 120. Vierphasige Ausgänge werden jedoch typischerweise als zwei Paare, die in Gegenphase laufen, angeordnet. Der Grund liegt darin, dass die Entwicklung der Eingangs-EMV-Filter einfacher ist, wenn im Schaltkreis nicht zu viele phasenverschobene Eingangsrückströme fließen. Two Phase Three Phase Quad Phase 26 36 Kombinierte mehrphasige Ansteuer-ICs stehen zur Verfügung, die als Buck-, Boost- oder SEPIC-Konfigurationen konfiguriert werden können und beinhalten Schaltkreise zum Kurzschlussschutz, sowie auch zur Absicherung gegenüber unzulässig niedrigen Eingangsspannungen (under-voltage lockout) Isolierter DC/DC-Wandler In der Familie der isolierten DC/DC-Wandler gibt es eine Vielfalt von Topologien, aber nur drei davon kommen für moderne DC/DC-Wandler in Betracht. Dieser Abschnitt beschränkt sich auf die Behandlung von Flyback-, Vorwärts- sowie Push-Pull-Topologien des Wandlers. Bei diesen Typen isolierter Wandler wird die Energieübertragung vom Eingang zum Ausgang durch einen Transformator ausgeführt. Wie bei den nicht isolierten Wandlern wird die Regelung vom PWM-Controller ausgeführt, wobei die Kontrolle der Ausgangsspannung wiederum in der Feedbackschleife erfolgt. Wir gehen wiederum von Idealkomponenten aus. Der weitere Unterschied zwischen transformatorbasierten isolierten Wandler-Topologien und den zuvor besprochenen nicht isolierten Topologien besteht darin, dass die Buck-, Boostoder Buck-Boost-Funktion mit dem Wicklungsverhältnis des Transformators erreicht werden kann und der PWM-Treiber somit nur als einfacher Energiepaket- Controller fungieren muss, der, je nach Anforderung an die Eingangsspannung und die Last am Wandler, mehr oder weniger Energie vom Eingang zum Ausgang überträgt. Der Nachteil beim Einsatz eines Transformators liegt darin, dass die Energieübertragung von der Primärwicklung zur Sekundärwicklung zusätzliche Verluste nach sich zieht. Während der nichtisolierte Buck-Wandler eine Energieumwandlungseffizienz von 97% erreichen kann, gelingt es isolierten, transformatorbasierten Wandlern kaum, 90% zu überschreiten Flyback-DC/DC-Wandler Der Flyback-Wandler wandelt eine Eingangsspannung in eine geregelte Ausgangsspannung um, indem er Energie während der EIN-Zeit des PWM-Signals im Transformatorkern speichert und sie während der AUS-Zeit in die Sekundärwicklung überträgt. Abb zeigt den vereinfachten Schaltkreis und Abb die damit verbundenen Spannungs- und Stromwellenformen. T 1 D 1 V IN + - N:1 C 1 R L V OUT S 1 Strom, S 1 geschlossen Strom, S 1 geöffnet VOUT = 1 δ VIN VIN > VOUT oder VIN < VOUT N (1 - δ) Abb. 1.23: Vereinfachtes Schema des Isolierten Flyback-Wandlers 27 37 V S1 VIN Wenn Schalter S 1 geschlossen ist, fließt der Strom I S1 durch die Transformatorprimärwicklung T 1 mit einer Induktivität LP und steigt mit einer Anstiegsgeschwindigkeit V IN /L P an. Während dieser Zeit fließt kein Strom durch die Sekundärwicklung L S zur Last. Der Laststrom wird in dieser Zeit von Kondensator C 1 versorgt. Wenn sich S 1 öffnet, bewirkt der Abbau des Magnetfelds im Transformator, dass sich die Polarität der Spannung an den Primär- und Sekundärwicklungen ändert. Die in der Primärwicklung gespeicherte Energie wird jetzt zur Sekundärwicklung übertragen. Die Spannung der Sekundärwicklung erhöht sich steil und ein sich mit der Geschwindigkeit V OUT /L S verringernder Stromimpuls fließt in die Last und C 1. Diode D 1 fungiert als Spitzengleichrichter. t ON T 2V IN I S1 I D1 V D1 I RL Abb. 1.24: Charakteristik des isolierten Flyback-Wandlers Die entsprechenden Energiegleichungen sind: VIN ton Für den Zustand EIN: Energy IN =, wobei N = Windungsverhältnis N Für den Zustand AUS: Substitution ergibt: nach Umordnung: Energy OUT = V OUT t OFF VIN ton N VOUT VIN = = VOUT (T - ton) 1 N δ (1 - δ) Gleichung 1.13: Übertragungsfunktion des isolierten Flyback-Wandlers 28 38 Praktischer Hinweis Die Übertragungsfunktionen des Buck-Boost-Wandlers und des isolierten Flyback-Wandlers unterscheiden sich also nur durch den Transformator-Windungsverhältnisfaktor 1/N. Der Vorteil der Konstruktion des Flyback-Wandlers besteht darin, dass eine sehr hohe Vervielfachung der Ausgangsspannung bei kurzen Impuls-Pausen-Verhältnissen zulässig ist, weshalb sich diese Topologie gut für hohe Ausgangsspannungen eignet. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass Mehrfachausgänge (ggf. mit verschiedenen Polaritäten) durch Hinzufügen von mehreren Sekundärwicklungen leicht realisiert werden können. Die Anzahl der Komponenten ist ebenfalls sehr niedrig, was diese Topologie für preiswerte Konstruktionen prädestiniert. Durch Überwachung der Ausgangsspannung bzw. des Ausgangsstroms und einen isolierten Rückführkreis (typischerweise durch einen Optokoppler) lässt sich ein sehr stabiler geregelter Ausgang erzeugen. Flyback-Wandler können durch Überwachung der primärseitigen Signalform und Verwendung des Knickpunktes zur Ermittlung des Nulldurchgangs des Sekundärstroms auch primärseitig geregelt werden. Dies macht den Optokoppler überflüssig und verringert die Komponentenanzahl noch weiter. Der Nachteil besteht darin, dass der Transformatorkern sorgfältig ausgewählt werden muss. Der Kern mit Luftspalt darf nicht sättigen, obwohl ein positiver DC-Durchschnittsstrom durch den Transformator fließt; der Wirkungsgrad kann drastisch sinken, wenn die magnetische Hysterese zu groß wird. Auch Wirbelstromverluste in den Wicklungen können wegen den hohen Spitzenströmen zu einem Problem werden. Diese beiden Effekte beschränken den praktischen Taktfrequenzbereich dieser Topologie. Und schließlich führt die große induktive Spitze an der Primärwicklung, die sich ergibt, wenn S1 ausgeschaltet ist, zu einer starken Belastung des Schalt-FET Vorwärts-DC/DC-Wandler Obwohl der Vorwärtswandler der Flyback-Topologie zu ähneln scheint, funktioniert er auf vollkommen andere Weise. Die Eingangsspannung wird als Funktion des Windungsverhältnisses des Transformators in eine geregelte Ausgangsspannung umgewandelt. Abb zeigt den vereinfachten Schaltkreis und die damit verbundenen Spannungs- und Stromwellenformen. Wie in der Flyback-Topologie, wenn Schalter S 1 geschlossen ist, fließt der Strom I S1 durch die Transformatorprimärwicklung T 1 mit der Induktivität LP und der Stromanstiegsgeschwindigkeit V IN /L P. Der steigende Primärstrom induziert den Sekundärstrom im Transformator T 1 infolge der magnetischen Kopplung zwischen Primär- und Sekundärwicklungen mit einem Spannungswert V IN /N. Der Sekundärstrom fließt durch die Gleichrichterdiode D 1 und die Ausgangsinduktivität L 1 und wächst mit der Geschwindigkeit V IN /(L 1 N). Dieser Strom fließt auch in die Last R L und den Ausgangskondensator C 1. So steigt die Spannung am Kondensator C 1, bis die obere Regelgrenze überschritten ist und das 'Stop'-Signal gegeben wird (die Rückmeldung erfolgt normalerweise durch einen Optokoppler). Der Controller der primären Seite bewirkt dann, dass sich S 1 öffnet, der Strom von der Spannungsquelle wird unterbrochen. 29 39 Die Rücksetzwicklung bei Diode D 3 verhindert den Abbau des Magnetfelds des Transformators und lässt den Strom stattdessen mit der gleichen Geschwindigkeit absinken, mit der er zuvor angestiegen ist, als S 1 noch geschlossen war. Wenn sich S 1 öffnet, setzt ein Polaritätswechsel in der Sekundärwicklung ein, der negative Strom verringert sich mit der Geschwindigkeit V OUT / L 1 und fließt durch die Fangdiode D 2 und Induktivität L 1 und schließlich in die Last und C 1. Die Spannung an C 1 verringert sich, bis die untere Regelgrenze erreicht ist. Ein 'Start'-Signal wird gesendet, S 1 schließt sich wieder, und ein neuer Zyklus beginnt. D 1 L 1 T 1 D 2 C 1 R L V OUT V IN + - D 3 S 1 Strom, S 1 geschlossen Strom, S 1 geöffnet VOUT = VIN 1 N δ VIN > VOUT oder VIN < VOUT t ON T 2V IN V S1 VIN I S1 I D1 I D2 I L1 Abb. 1.25: Vereinfachtes Schema und Charakteristik des Vorwärtswandlers 30 40 Die entsprechenden Energiegleichungen sind: Für den Zustand EIN: VIN N - VOUT ton, wobei N = Übersetzungsverhältnis Für den Zustand AUS: Nach Umordnung: Energy OUT = V OUT t OFF VIN ( - ) VOUT ton N = VOUT ( T - ton) VOUT VIN = δ N Gleichung 1.14: Übertragungsfunktion des isolierten Vorwärtswandlers Im Unterschied zum Flyback-Wandler überträgt ein Vorwärtswandler die Energie von der Primär- zur Sekundärwicklung fortlaufend über den Transformator, statt Energie-Pakete im Transformatorkernspalt zu speichern; daher kann der Kern auf einen Luftspalt und die damit verbundenen Verluste und die abgestrahlte EMI verzichten. Der Kern kann auch eine höhere Induktivität aufweisen, da Hystereseverluste nicht so kritisch sind. Die geringeren Spitzenströme reduzieren Wicklungs- und Diodenverluste und führen zu einer niedrigeren Welligkeit von Eingangs- und Ausgangsstrom. Bei gleicher Ausgangsleistung ist der Vorwärtswandler deshalb effizienter. Der Nachteil ist in den höheren Kosten der Komponenten und der Notwendigkeit einer gewissen Mindestlast zu sehen, die erforderlich ist, um zu verhindern, dass der Wandler bei einer entsprechend dramatischen Änderung in der Übertragungsfunktion in den dis- kontinuierlichen Betrieb übergeht Aktive Vorwärtswandler mit aktiver Klemmschaltung Eine Variation des Vorwärtswandlers besteht in der Verwendung einer aktiven Klammerschaltung zum Rücksetzen des Transformatorkerns anstelle einer besonderen Wicklung. Der vereinfachte Schaltkreis ist unten: D 1 L C 1 N P N S D 2 C OUT S 2 S 1 Abb. 1.26: Aktiver Klemmvorwärtswandler 31 41 S 2 wird mit einem phasenverschobenen PWM-Signal mit ausreichender Totzeit angesteuert, wodurch die beiden Transistoren nicht gleichzeitig eingeschaltet werden. Die Wellenformen ähneln denen des Vorwärtswandlers, mit Ausnahme dessen, dass die Spannung an S 1 eine Rechteckwelle darstellt. Die im Ausgang fließenden Ströme sind gleich. Der Grund dafür, dass die Ausgangswellenformen gleich sind, liegt darin, dass das Magnetfeld nicht abgebaut wird, wenn sich S 1 öffnet, sondern allmählich gedämpft wird, da der Strom in den Primärwicklungen immer noch durch C 1 und S 2. fließen kann. Deshalb ist die Übertragungsfunktion dieselbe. Das Hinzufügen einer aktiven Klammerschaltung hat verschiedene Vorteile. Eine Rücksetzwicklung des Transformators ist nicht erforderlich, und die Spannung an S 1 erreicht ihren Spitzenwert bei V IN und nicht bei 2 V IN wie bei der Standard-Topologie. Der Gesamtwirkungsgrad ist höher, da Diodenverluste vermieden werden und nur der Entmagnetisierungsstrom durch S 2 fließt. Und was noch wichtiger ist: Die aktive Klammerschaltung lässt einen Betrieb über 50% des Tastverhältnisses mit höheren Windungsverhältnissen zu, ohne Verluste bei hohen Impulsspannungen an S 1 hinnehmen zu müssen. Der Nachteil der aktiven Klemme liegt darin, dass ein zweites PWM-Signal erzeugt werden muss und S 2 einen hochspannungsseitigen Treiber benötigt. Es gibt aber genügend Steuer - ICs, die alle Schaltungen zum Erzeugen der verschiedenen Steuersignale und hochliegende Treiber enthalten. Der Klammerkondensator führt hohen Ripplestrom, so daß man darauf achten muß, daß er nicht überhitzt. Der Strom kann angenähert wie folgt berechnet werden: IC, Clamp (rms) VIN δ ƒ SW LMAG 1 δ 2 wobei LMAG = Magnetisierungsinduktivität des Transformators. Gleichung 1.15: Näherungsweise Berechnung des Stromes im Klammerkondensator Gegentakt - Vorwärtswandler oder - Flusswandler Der Gegentakt - Vorwärtswandler wandelt eine Eingangsspannung in eine niedrigere oder höhere um, benötigt aber einen Transformator mit beidseitig mittelangezapften Wicklungen. Bild 1.27 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild und die zugehörigen Signale. D 1 L 1 T1ap T1as T1bp T1bs C 1 R L V OUT N:1 V IN + - S 1 S 2 D 2 Strom, S 1 geschlossen, S 2 geöffnet Strom, S 1 geöffnet, S 2 geschlossen 32 42 VOUT = 2 VIN δ N VIN > VOUT t ON T 2V IN V S1 V IN 0V 2V IN V S2 V IN 0V I S1 I S2 I D1 I D2 I L1 Abb. 1.27: Vereinfachtes Schema und Charakteristik des Push-Pull-Wandlers Wenn der Schalter S 1 geschlossen ist, erhöht sich der Strom durch die Transformatorprimärwicklung mit der approximierten linearen Anstiegsgeschwindigkeit V IN /L T1,AP. Gleichzeitig wird eine Spannung V IN /N in der Sekundärwicklung T 1,AS infolge der Kopplung der Primär- und Sekundärwicklung des Transformators aufgebaut. Der Sekundärstrom, der durch die Gleichrichterdiode D 1 und die Induktivität L 1 fließt, steigt linear mit der Geschwindigkeit (V IN /N - V OUT )/L 1 an. Dieser Strom fließt auch in die Last R L und lädt den Ausgangskondensator C 1 auf. Wenn S 1 geöffnet ist, vollzieht sich ein Polaritätswechsel, wobei Diode D 1 die negative Spannung an der Sekundärwicklung T 1,AS blockiert. Der Strom setzt jedoch seinen Fluss durch L 1 mittels Diode D 2 von der invertierten Sekundärwicklung T 1,BS fort. Der Strom verringert sich nun linear proportional zu V OUT /L 1. S 2 wird dann geschlossen, und der Zyklus beginnt von vorne, jedoch über Sekundärwicklung T 1,BS die den Strom versorgt, während S 2 geschlossen ist. Um die Übertragungsfunktion zu erhalten, werden folgende Energiegleichungen verwendet: Für den AN-Zustand: Für den AUS-Zustand: EnergyIN = ( VIN - ) VOUT N ton, wobei N = Transformationsverhältnis EnergyOUT = VOUT toff, wobei toff = T/2 - ton 33 43 Der Wert T/2 wird verwendet, da während der PWM-Zykluszeit zwei Schalter im Einsatz sind, weshalb die Energie, die während der EIN-Zeit jedes Transistors in der Zeit T erzeugt wird, halbiert wird. Nach Umordnung: oder VIN ( ) - VOUT N VOUT VIN = 2 δ N ton = VOUT (T/2 - ton ) Gleichung 1.16: Übertragungsfunktion des Push-Pull-Wandlers Da das Tastverhältnis sowohl für S 1 als auch für S 2 nahezu 50% beträgt, ist es unbedingt erforderlich sicherzustellen, dass die beiden Schalter nicht gleichzeitig eingeschaltet werden können, sonst würden sehr hohe Kurzschlussströme (Shoot-through) fließen. Deshalb ist die entsprechende Totzeit zwischen der Ausschaltung eines Schalters und der Schließung des anderen erforderlich. Ein anderes Problem, das im Push-Pull-Wandler vorkommen kann, ist eine Verschiebung des magnetischen Flusses (Flux Walking). Da der Push-Pull-Wandler den gesamten Bereich der BH-Kennlinie des Transformators verwendet, könnte der kleinste Unterschied in den Arbeitscharakteristiken der Schalter (Sättigungsspannungen, Schaltzeiten usw.) zu einer Unausgeglichenheit im magnetischen Fluss führen. Der Versatz dieser Flussverschiebung ist leider kumulativ, da diese im Transformator am Ende jedes Schaltzyklus nicht vollständig auf null gesetzt werden kann. Der Offset vom Vorzyklus wird somit zum Ausgangspunkt des folgenden Zyklus. Das Kernmaterial des Transformators kann schließlich gesättigt werden und die Energieübertragung noch weiter aus dem Gleichgewicht bringen. Da ein gesättigter Kern kein induktives Verhalten mehr zeigt, können einer oder beide Schalter durch hohe Ströme in der Primärwicklung zerstört werden. Dieses Problem kann vermieden werden, indem der Strom von Zyklus zu Zyklus gemessen und beschränkt wird. Andererseits kann die Push-Pull-Topologie durch einen Transformator gleicher Größe die doppelte Leistung übertragen, da der Push-Pull-Wandler im Gegensatz zum Vorwärtswandler, der nur den ersten Quadrant verwendet, beide Quadranten der BH-Kurve des Transformators nutzt. Das trägt zur Kosteneffizienz dieser Topologie bei, die für höhere Ausgangsleistungen oder zur Herstellung deutlich kleinerer DC/DC-Wandler geeignet ist. Da das Tastverhältnis für den maximalen Wirkungsgrad typischerweise auf etwa 50% festgelegt wird, ist das Eingangs-Ausgangsspannungsübersetzungsverhältnis durch das Windungsverhältnis des Transformators bestimmt. Deshalb wird der geregelte Push- Pull-Wandler mit geregelter Eingangsspannung optimalerweise als Bus-Wandler verwendet. 34 44 Halb- und Vollbrückenwandler Eine Topologie, die dem Push-Pull-Wandler ähnelt, weisen die Halb- und Vollbrückenwandler auf, die zwei oder mehrere Schalter verwenden, um den Strom durch die Transformatorprimärwicklung zu steuern, welche im Gegensatz zum Push-Pull-Wandler keinen mittigen Primärwicklungsanschluss mehr benötigt (aber immer noch den mittigen Sekundärwicklungsanschluss verwendet). C 2 Q D 2 1 L Q 3 Q 2 D 1 L N s C 0 C 0 N P N s C 1 Q 1 D 2 Q 4 Q 1 D2 Abb. 1.28: Halb- und Vollbrückenwandler Die Halbbrücke verwendet die beiden Kondensatoren C 1 und C 2, um eine Spannungsteilung zu erzielen, sodass ein Ende der Primärwicklung bei V IN /2 verbleibt. Die beiden Schalter S 1 und S 2 schließen dann abwechselnd das andere Ende der Wicklung an V IN + oder an die primärseitige Masse. Da die Spannung durch Primärwicklung V IN /2 nicht überschreitet, wird das Übertragungsverhältnis im Vergleich zum Push-Pull-Wandler halbiert: VOUT δ = VIN N Gleichung 1.17: Übertragungsfunktion des Halbbrückenwandlers Die Vorteile der Halbbrücken- gegenüber der Push-Pull-Topologie bestehen darin, dass die Schalter V IN statt 2 V IN standhalten müssen und dass das Problem des Flux-Walking beseitigt ist, da die Primärwicklung eine einzelne Wicklung ist. Der Gesamtwirkungsgrad ist in den meisten Fällen höher, weshalb sich die Halbbrückentopologie für Hochleistungssysteme eignet, während die vereinfachte Transformatorkonstruktion diese Topologie ideal für die Anwendung von Planartransformatoren macht. Der Nachteil ist der hohe, pulsierende Strom durch C 1 und C 2, die deshalb sorgfältig dimensioniert werden müssen, damit sie nicht überhitzen. Das Tastverhältnis ist ebenfalls in den meisten Fällen auf 45% begrenzt, um Shoot-through zu vermeiden (S 1 und S 2 sind zu gleicher Zeit angeschaltet). Schließlich ist ein hochspannungsseitiger Treiber für S 2 notwendig, was die Komponentenkosten erhöht. Die Nachteile der Halbbrücke können mit der Vollbrückentopologie, die vier Schalter, aktiviert in der Folge S 3 + S 1 : EIN, S 2 + S 4 : AUS und dann S 2 + S 4 : EIN, S 3 + S 1 : AUS verwendet, beseitigt werden, sodass die Primärwicklung in jedem Schaltzyklus immer die gesamte Eingangsspannung sieht. Die Vollbrückentopologie besitzt alle Vorteile der Halbbrückentopologie, jedoch keinen ihrer Nachteile. Das Timing der Schalteransteuerung ist komplizierter und zwei pimärseitige Treiber sind notwendig, weshalb Vollbrückenkonstruktionen typischerweise für Hochleistungsanwendungen verwendet werden, bei denen zusätzliche Komponentenkosten weniger bedeutsam sind. Die Übertragungsfunktion der Vollbrücke ist somit identisch mit der des Push-Pull-Wandlers. 35 45 Bus- oder ratiometrischer Wandler Der Bus-Wandler, auch ratiometrischer Wandler genannt, nimmt eine Sonderposition unter den isolierten DC/DC-Wandlern ein. Der Bedarf an solchen Wandlern stammt aus komplizierten Telekommunikations-Stromversorgungssystemen, die viele verschiedene Versorgungsspannungen enthalten. Statt eine separate Stromversorgung für jede Spannung zu bauen, wurde das Konzept einer Zwischenkreisarchitektur (IBA, engl. Intermediate Bus Architecture oder DBA, engl. Distributed Power Architecture) erfunden. Hierbei wird die Primärversorgung zuerst in eine isolierte DC-Zwischenversorgung umgewandelt, die dann zur Speisung anderer, nicht isolierter DC/DC-Wandler verwendet werden kann, welche nahe an der zu versorgenden Last sitzen können (POL, engl. Point of Load). Der Bus-Wandler hat ein fixes Wandlungsverhältnis, normalerweise 4:1; daher der alternative Name ratiometrischer Wandler (aus dem Englischen, ratiometer = Verhältnismesser). Dies bedeutet, dass sich die Ausgangsspannung proportional zur Eingangsspannung ändert, was aber nicht ins Gewicht fällt, da die darauffolgenden POL-Abwärtswandler einen weiten Eingangsspannungsbereich besitzen. Sie sind stattdessen für den maximalen Wirkungsgrad optimiert und liefern sogar bei sehr hohen Lastströmen 97% oder mehr. Bus-Wandler können mit Vorwärts- oder Push-Pull-Topologien unter Verwendung der Halbbrücken- oder der Vollbrückenschaltung hergestellt werden, jedoch mit fixen, auf den maximalen Wirkungsgrad abgestimmten Impuls-Pausen-Verhältnissen. Darüber hinaus wird häufig Synchrongleichrichtung verwendet, um die Ausgangsdioden zu ersetzen und weitere Verluste zu verringern. In der Praxis werden häufig zwei Zwischenkreisspannungen verwendet. Der AC-Eingang des Speisenetzes wird zuerst in 48VDC umgewandelt, was durch Akkus abgesichert wird, um auch bei Netzausfall eine Stromversorgung zu gewährleisten. Die 48-V-Spannung wird dann im Verhältnis 4:1 ratiometrisch abwärts umgewandelt, um eine 12-V-Schiene für POL-Wandler sicherzustellen, die wiederum 5-V- und 3,3-V-Versorgungen auf der Leiterplattenebene zur Verfügung stellt (Abb. 1.29). 4:1 BUSWANDLER ~ = 48VDC Batterie = = 12VDC POL 5VDC POL 5VDC POL 3.3VDC Abb. 1.29: Vereinfachte IBA-Regelung 36 46 Ungeregelter Push-Pull-Wandler Die Push-Pull-Topologie findet auch in den isolierten ungeregelten DC/DC-Wandlern eine breite Verwendung. Wenn die Eingangsspannung geregelt ist, ist die Push-Pull-Topologie ein kostengünstiges Verfahren der Erzeugung hoher, niedriger, invertierter oder bipolarer Spannungen, da allein das Transformatorwindungsverhältnis das Übersetzungsverhältnis bestimmt. Abb zeigt die Schaltung eines ungeregelten Gegentaktwandlers, der mit induktiver Rückkopplung einen freischwingenden Oszillator darstellt. (Royer) TR 1 R F2 T 1bf V IN + T 1ap T 1as D 1 C2 R L C 1 T 1bp T 1bs D 2 TR 2 R F1 T 1af Abb. 1.30: Ungeregelter Push-Pull Wandler Wie man dem Schema entnehmen kann, ist die Schaltung symmetrisch. Das Anlegen der Eingangsspannung legt die Basiselektroden beider Transistoren über die strombegrenzenden Widerstände R b1 und R b2 an V IN + an, wobei sich der Transistor zuerst mit dem niedrigsten V BE -Wert anschaltet. Obwohl T R1 und T R2 zum Beispiel Transistoren gleichen Typs sind, reagiert T R1 aufgrund technologischer Toleranzen etwas schneller. Der Strom fließt durch T 1,ap und speist den Transformator, wobei er positive Ströme in T 1,as und T 1,bf und negative Ströme in T 1,bs und T 1,af erzeugt. Der in T 1,af erzeugte negative Strom schaltet T R1 aus, wobei der Strom in T 1,ap unterbrochen wird, während der positive Strom in T 1,bf T R2 einschaltet. Wenn sich T R2 einschaltet, fließt der Strom nun durch T 1,bp und speist den Transformator wieder, erzeugt jetzt aber positive Ströme in T 1,bs und T 1,af und negative Ströme in T 1,as und T 1,bf. Der in T 1,b erzeugte negative Strom schaltet T R2 aus, wobei der Strom in T 1,bp unterbrochen wird, während der positive Strom in T 1,af T R1 wieder einschaltet. Der Wandler ist somit ein Freilaufoszillator mit Transformatorenkopplung, der sich schnell auf ein 50% Tastverhältnis, der effizientesten Arbeitscharakteristik, einschwingt. Das oben gezeigte Schema ist fast vollständig, es fehlen nur einige passive Komponenten, um einen vollständig funktionierenden DC/DC-Wandler zu ergeben. Somit ist dieser Typus eines Wandlers der kostengünstigste, da er nur mit ca. 10 Bauteilen realisiert werden kann. Die Bauform des Wandlers kann sehr klein sein. RECOM bietet den RNM-Wandler mit einer Gehäusegröße von nur 8,3 x 8,3 x 6,8mm an, der ungeachtet seiner geringen Größe immer noch 1W Ausgangsleistung und 2000VDC Isolation zwischen Eingang und Ausgang bietet. 37 47 Es gibt bei dieser Ausführung keinen Rückführkreis vom Ausgang zum Eingang. Daher schwingt der Wandler mit 50% Tastverhältnis, ungeachtet dessen, ob am Ausgang eine Last anliegt oder nicht, er ist ungeregelt. Im Lastbetrieb werden die Schaltspitzen, die am Ausgang wegen parasitärer Effekte eintreten, stark gedämpft und wirken nicht wesentlich auf die Ausgangsspannung ein. Im lastfreien Betrieb werden die Spitzen jedoch von den Ausgangsdioden gleichgerichtet, und wesentlich höhere Ausgangsspannungen, als die Berechnung des Transformator-Windungsverhältnis bestimmen würde, können auftreten. Eine typische Abweichungskurve der Ausgangsspannung vs. Last ist in Abb dargestellt: Abweichung / Last Abweichung vom Nennwert (%) Last (%) Abb. 1.31: Typische Ausgangsspannungsabweichungskurve eines ungeregelten Wandlers Wie der Ausgangsspannungsabweichungskurve zu entnehmen ist, sollen Lasten kleiner als 10% mit ungeregelten Wandlern vermieden werden. Wenn Null-Last-Betrieb eine Konstruktionsanforderung ist, kann entweder ein Vorlastwiderstand am Ausgang gesetzt werden, um ein Ansteigen der Ausgangsspannung zu vermeiden, wenn sich die Last im Leerlauf oder Niedriglastbetrieb befindet, oder eine Zener-Diode verwendet werden, um die Ausgangsspannung innerhalb sicherer Grenzen zu halten. Außer unter 10% Lastbereich ist die Ausgangsspannungsabweichung überraschend flach. Im Beispiel oben liegt die Lastregelung innerhalb von ±2% für Lasten zwischen 10% und 100%. Das ist eine sehr beachtliche Ziffer, die mit einigen geregelten Wandlern vergleichbar ist. Für viele kostensensitive Anwendungen, bei denen Eingangsspannung und Last relativ konstant sind, ist ein ungeregelter Wandler eine sehr wirtschaftliche Lösung, die typischerweise 30% günstiger ist als eine vergleichbare geregelte Alternative. Andere Nachteile des ungeregelten Wandlers sind die komplexere Transformatorkonstruktion (sechs Wicklungen anstelle von vier) und die Tatsache, dass sich der Freischwingoszillator nicht ohne weiteres abschalten lässt. Dies bedeutet, dass Standardschutzmaßnahmen, wie z. B. Überhitzungs- oder Überlastungsschutz, in dieser Topologie meistens fehlen. 38 48 Das in Abb gezeigte Schema gilt für einen einfachen Ausgang. Durch Umkehren von D2 und Hinzufügen eines zweiten Ausgangskondensators kann daraus jedoch leicht ein DC/ DC-Wandler mit Bipolarausgang konstruiert werden. Solche Wandler dienen der Versorgung bipolarer Spannungsschienen, die von manchen Analogschaltkreisen benötigt werden. Ein +5V auf ±12V-Wandler könnte zum Beispiel für die Generierung der positiven und negativen Versorgungsspannungen von Operationsverstärkerschaltkreisen aus einer einfachen Standard-5V-Schiene dienen. Die Tatsache, dass der Ausgang ungeregelt ist und sich abhängig von der Last ändert, ist aufgrund des weiten Versorgungsspannungsbereichs vieler Operationsverstärker (z. B. arbeitet der klassische Operationsverstärker 741 mit einem Versorgungsbereich von ±5V bis ±18V) unerheblich. Die galvanische Trennung des Wandlers stellt dabei sicher, dass das digitale Rauschen an der 5V-Schiene nicht auf die analogen Versorgungsspannungen übertragen wird. Asymmetrische bipolare Spannungen können durch eine unterschiedliche Anzahl der Windungen beider Sekundärwicklungen erzeugt werden. Der Wandler RECOM RH DH erzeugt zum Beispiel +15/-9 V aus 12 V-Nenneingangsspannung mit 4 kvdc Isolationsspannung. Solche Wandler werden in IGBT-Anwendungen benötigt, da die Treiber-ICs typischerweise eine isolierte asymmetrische bipolare Versorgung verlangen; und da die IGBT-Treiber an der Hochspannungs-IGBT-Versorgung direkt angeschlossen sind, muss der DC/ DC-Wandler einer dauerhaft anliegenden Hochspannung an der Isolierbarriere standhalten. Das nächste Blockschaltbild zeigt einen typischen Anwendungsfall für solche Wandler. Da die Spannungen an jedem IGBT verschieden sind, ist eine separate isolierte Versorgung für jeden einzelnen Treiber notwendig. VDC/2 + DC/DC Isolation Ua +15V Com -9V IGBT TREIBER DC/DC Isolation Va +15V Com -9V IGBT TREIBER DC/DC Isolation Wa +15V Com -9V IGBT TREIBER - DC/DC Isolation Ub +15V Com -9V IGBT TREIBER DC/DC Isolation Vb +15V Com -9V IGBT TREIBER DC/DC Isolation Wb +15V Com -9V IGBT TREIBER VDC/2 + DC/DC Isolation Uc +15V Com -9V IGBT TREIBER DC/DC Isolation Vc +15V Com -9V IGBT TREIBER DC/DC Isolation Wc +15V Com -9V IGBT TREIBER - DC/DC Isolation Ud +15V Com -9V IGBT TREIBER DC/DC Isolation Vd +15V Com -9V IGBT TREIBER DC/DC Isolation Wd +15V Com -9V IGBT TREIBER U V W Abb. 1.32: Beispiel eines IGBT-3-Ebenen-Inverters, der 12 isolierte asymmetrische DC/DC-Wandler verwendet 39 49 1.2.3 Parasitäre Elemente und deren Effekte Wie in diesem Kapitel oben erwähnt, setzen die vorhergehenden Beschreibungen von DC/ DC-Wandlern ideale Komponenten voraus und ignorieren sämtliche parasitären Effekte. In der Realität haben Spulen auch kapazitive und resistive Anteile. Die Wahl der im Wandler verwendeten Komponenten hat deshalb eine große Auswirkung auf dessen Arbeitscharakteristik. Kritische Komponenten wie z. B. Schalter und Gleichrichter, magnetische Komponenten sowie Filterkondensatoren beeinflussen sowohl die Schaltfrequenz als auch den Gesamtwirkungsgrad des Wandlers. In den vorausgehenden Kapiteln wurden Leistungsschalter, Gleichrichterdioden, Transformatoren, Induktivitäten und Kapazitäten alle als ideale Komponenten betrachtet. Reale Komponenten sind jedoch nicht ideal und haben parasitäre Eigenschaften, mit denen Entwickler von Wandlern vertraut sein müssen, um entsprechende Vorkehrungen treffen zu können. IDEALER KONDENSATOR IDEALE SPULE IDEALE DIODE IDEALER FET C L D N-FET REALER KONDENSATOR REALE SPULE REALE DIODE REALER FET ESL R D D C L C D C R G C M R G N-FET C DS DCR R C GS ESR R S Abb. 1.33: Wandlerkomponenten mit typischen parasitären Elementen Insbesondere Halbleiterschalter weisen viele nichtideale Eigenschaften auf. FETs erfordern vom Treiberschaltkreis hohe Spitzenströme, insbesondere um die parasitäre Miller-Kapazität zwischen Gate and Drain aufzuladen und zu entladen. Dioden haben eine parallele äquivalente Kapazität, die ihre Schaltgeschwindigkeit herabsetzt und natürlich ihren Spannungsabfall im leitenden Zustand. Induktivitäten haben zunächst Kernverluste, dann I 2 R-Verluste in den Wicklungen, und sie haben Koppelkapazitäten zwischen Windungen und Wicklungen. Ihre DC-Widerstände (DCR) führen zu I2R- Verlusten in den Wicklungen und haben interne Koppelkapazitäten. Kondensatoren haben wesentliche parasitäre Effekte wie z. B. äquivalenten Serienwiderstand (equivalent series resistance, ESR) und äquivalente Serieninduktivität (equivalent series inductance, ESL). Alle diese Effekte sind frequenzabhängig, weshalb sich eine Spule bei hohen Frequenzen als Kondensator verhalten und sich ein Kondensator als Spule verhalten kann. 40 50 L LP C WA L LS C P L M C S C WB Abb. 1.34: Parasitäre Elemente des Transformators Abb zeigt parasitäre Elemente, die bei einem Transformator auftreten können. C WA und C WB sind Koppelkapazitäten, C s und C p sind Primär- und Sekundärwicklungskapazitäten (üblicherweise unbedeutend, außer bei hochfrequenten Ausführungen), L M ist die Magnetisierungsinduktivität des Kerns, und L LP und L LS sind Streuinduktivitäten. Diese parasitären Effekte haben großen Einfluss auf die Wandlerkonstruktion. Die Koppelkapazität verursacht Gleichtakt-EMC-Probleme, Sättigungseffekte infolge von L M beschränken den Transformatorstrom und die Betriebstemperatur, und Streuinduktivitäten sind besonders problematisch, da sie den Wirkungsgrad reduzieren und EMI-Strahlung verursachen. Streuinduktivitäten sind auch verantwortlich für die Spannungsspitzen, die jedes Mal auftreten, wenn sich der Strom in den Wicklungen rasch ändert. Solche Überspannungen belasten den Primärschalter und die Sekundärdioden. Daher müssen sie entweder so dimensioniert sein, dass sie dieser Spitzenspannung standhalten, oder mit parallelen Snubber-Schaltkreisen ausgestattet werden, um diese Energiespitzen abzufangen. Die Energie in den Spitzen und die Leistung, die der Snubber absorbieren muss, kann mit Hilfe folgenden Formeln berechnet werden: E = 1 2 LLEAK I2 LEAK P = 1 2 LLEAK I2 LEAK ƒ Gleichung 1.18: Energie- und Leistungsverluste in Schaltspitzen infolge von Streuinduktivität Abb zeigt die Spannung an einem Schalt-FET in Flyback-Ausführung ohne Snubberschaltkreis zum Absorbieren der Schaltspitzen. Das Signal oben zeigt die Spannung am Schalt-FET. In diesem Beispiel wäre ein FET mit 600V Nennspannung erforderlich, auch wenn die Versorgungsspannung nur 160VDC beträgt. Das andere Signal darunter zeigt den Strom durch die Ausgangsgleichrichterdiode. Es ist erkennbar, dass die Diode einer zusätzlichen Belastung ausgesetzt ist, da der Spitzenstrom infolge der parasitären Induktivität gegenüber der Spitze, hervorgerufen durch die Transformatoreninduktivität, um 50% höher ist. Die Diode wird sich aufgrund dieses parasitären Effektes also deutlich stärker erhitzen als im Idealfall. 41 51 Vdc V switch V IN I D Abb. 1.35: Reale Schaltwellenformen in einem 160 VDC-zu-12 VDC-Flyback-Wandler. Oberes Bild: Spannung am Schalter. Unteres Bild: Gleichrichterdiodenstrom. Durch den Einsatz von Snubber-Schaltkreisen wird ein Teil der Energie in den Spitzen absorbiert und dadurch die Überspannung an Schaltern und Dioden verringert. Ebenso werden die Selbsterwärmung und sowohl leitungsgebundene Störungen, als auch Strahlungsemissionen verringert. Der Snubber-Schaltkreis kann jedoch den Leistungsverlust, der durch die Spitzen verursacht wird, nicht beseitigen. Die Leistung, die sonst im Schalter oder der Gleichrichterdiode in Wärme umgesetzt würde, wird nun stattdessen von den Snubber-Schaltkreiswiderständen in Wärme umgesetzt. Da Widerstände jedoch passive Elemente sind und eine hohe Nennarbeitstemperatur haben, hat der Einsatz von Snubber-Schaltkreisen normalerweise ein positives Kosten-Nutzen-Verhältnis zur Folge. Abb zeigt die Verteilung der Snubber-Komponenten zum Absorbieren von Schaltspitzen im Flyback-Wandler. R SD C SD R s C s D C OUT D s FET Abb. 1.36: Snubber-Komponenten im Flyback-Wandler Außer den durch parasitäre Streuinduktivität verursachten Spitzen, zeigt jedes gekoppelte Reaktivsystem auch Resonanzfrequenzen. In den meisten transformatorbasierten Konstruktionen wird versucht, diese parasitären Elemente zu minimieren oder Taktfrequenzen auszuwählen, in denen Resonanz kein Problem darstellt. Eine Quasiresonanz- oder Resonanz-Wandlerkonstruktion fördert die Resonanz jedoch bewusst durch Erhöhen der Wicklungsinduktivität oder den Einsatz zusätzlicher Induktivitäten. Lässt sich diese Resonanz steuern, kann eine sehr effiziente Wandlerkonstruktion realisiert werden. 42 52 Quasiresonanz-Wandler Ein Quasiresonanz-(QR) Wandler kann mit jeder DC/DC-Topologie konstruiert werden. Da er aber üblicherweise mit einem Flyback-Schaltkreis verwendet wird, soll der Einfachheit halber nur der Flyback betrachtet werden. Der Hauptunterschied liegt darin, dass das PWM-Timing beim QR-Wandler nicht allein von der Ausgangsspannung abhängt sondern ebenfalls vom Minimum des Schaltstromes. Der Flyback-Controller hat eine fixe PWM-Frequenz, die festlegt, wann der nächste Zyklus anfängt, der QR verwendet jedoch einen freischwingenden Oszillator. Wie in der Standard-Flyback-Topologie schaltet der PWM-Controller in der QR-Topologie zum Speichern der Energie im Transformatorkern den Schalter auf EIN, und nachdem der Schalter auf AUS geht erfolgt die Energieübertragung zur Sekundärwicklung. In dem Moment, in dem der Strom in der Ausgangsgleichrichterdiode auf null gefallen ist, sind sowohl die Eingangs- als auch die Ausgangswicklung im Leerlauf. Jegliche Restenergie im Kern wird in die Primärwicklung zurückreflektiert und beginnt mit einer Frequenz, die abhängig ist von der Primärwicklungsinduktivität L P und der Kapazität C D (bestehend aus der Summe der Schalterkapazität, der Koppelkapazität zwischen den Wicklungen und weiteren parasitären Kapazitäten) zu schwingen. 1 ƒresonance = 2π LPCD Gleichung 1.19: Resonanzfrequenz des Transformators im QR-Betrieb Bei einer Induktivität der Primärwicklung von 500μH und einem CD-Wert von 1nF beträgt die Resonanzfrequenz ca. 225kHz. Die Spannung am (offenen) Schalter ist die Versorgungsspannung der sich diese Resonanzschwingung überlagert. Wird nun der PWM-Zyklus genau in dem Moment rückgesetzt, in dem diese Spannung auf dem Minimum ist (engl.: valley switching), bedeutet das, dass die tatsächliche Spannung am Schalter in dem Moment niedriger als die Speisespannung ist. Dies führt dazu, dass der Schalter jetzt eine viel niedrigere Gesamtbelastung erfährt, aufgrund geringerer Einschaltspannung und niedrigerem Einschaltstrom, was einen messbaren Anstieg des Wirkungsgrades bewirkt. Schwingungen 1 Schwingungen 1 Schwingungen 2 vin Minimum TVAR Abb. 1.37: Flyback-Topologie mit fixer PWM- und QR-Synchronisation Ein anderer Vorteil des QR-Betriebs besteht darin, dass sich die PWM-Signal-Synchronisation mit jedem Zyklus je nach Genauigkeit des Minimum-Erkennungskreises leicht ändert. Dieser Jitter flacht das Spektrum der EMI ab und verringert die EMI-Spitzen. Eine Reduzierung um 10dB in den Pegeln der leitungsgebundenen Störung kann im Vergleich zu traditionellen Flyback-Schaltkreisen leicht erreicht werden. Ein Nachteil des QR-Betriebs liegt darin, dass die PWM-Frequenz lastabhängig ist und frequenzbeschränkende Maßnahmen oder eine Mi- 43 53 nimumabsicherung (sog. Valley- lockout circuits) notwendig sind, um den Wandler für den lastfreien Betrieb abzusichern Resonanzwandler Eine Weiterentwicklung des QR - Wandlers ist der Resonanzwandler, bei dem ein definierter Resonanzkreis eingebaut ist. Hierbei kann sowohl mit Serien- wie Parallelresonanz oder Serien-/Parallel - Resonanz (LCC) gearbeitet werden. Der Halbbrücken - LCC - Wandler hat besondere Vorteile und wird daher der Einfachheit halber hier behandelt. Der Sinn des Resonanzwandlers besteht darin, soviel Induktivität und Kapazität hinzuzufügen, daß eine kontrollierte Nullspannungsschaltung erfolgen kann, hierdurch werden besonders niedrige Verluste erzielt. Q 1 V V OUT + IN C R L R I TP + C V F - x T S1 V OUT - Q 2 L M TP D 1 T S2 I OUT D 2 Abb. 1.38: Prinzipschaltung eines LCC-Wandlers Diese Topologie hat zwei Resonanz-Frequenzen: Die erste ergibt sich aus dem aus C R und L R gebildete Serienresonanz und die zweite aus dem Parallelresonanzkreis, gebildet von C R und L M + L R. In der Regel werden L M und L R auf dem Transformator bifilar gewickelt, um Streuinduktivitätseffekte zu verringern. 1 ƒresonance,series = 2π LRCR ƒresonance,parallel = 2π 1 (LM + LR)CR Gleichung 1.20: Doppelresonanzfrequenzen des LCC-Wandlers Der Vorteil der Doppelresonanzen besteht darin, dass entsprechend der Last die eine oder die andere Priorität hat. Während der Serienresonanzkreis eine Frequenz aufweist, die mit fallender Last zunimmt, und der Parallelresonanzkreis eine Frequenz, die mit steigender Last zunimmt, hat ein gut konstruierter Serien-Parallelresonanzkreis eine stabile Frequenz über den gesamten Lastbereich. Die Schaltfrequenz und die Parameter L R und C R sind so gewählt, dass sich die Primärwicklung in Dauerresonanz befindet und eine fast perfekte sinusförmige Wellenform aufweist. Die zwei Halbbrückenschalter Q 1 und Q 2 werden in Ge- 44 54 genphase betrieben. Wenn die FETs aktiviert sind, ist die Spannung daran faktisch negativ. Die Gate-Drain-Spannung entspricht nur dem Spannungsabfall an der internen Diode, der Gate-Strom ist somit extrem niedrig. Wenn die Spannungen an den FETs positiv werden, sind diese schon angeschaltet und beginnen zu leiten, während die sinusförmige Spannung Null durchläuft. In Kombination mit niedrigen Schaltverlusten und den aufgrund der sinusförmigen Erregungswellenform niedrigen Verlusten im Transformator sind Konversionswirkungsgrade über 95% erreichbar. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass EMI-Emissionen extrem niedrig sind, da der gesamte Leistungskreis sinusförmig ist. I TP I M I Q2 I OUT V IN V x V GS1 V GS2 Abb. 1.39: Resonanzmodus-LCC-Charakteristik Die Nachteile der LCC-Wandler-Topologie liegen darin, dass die erforderlichen Induktivitäten hoch sein können, um eine stabile Resonanzfrequenz mit gutem Q-Faktor zu erhalten (d. h. niedrige C R ). Der Wandler muss auch auf einen Betrieb unter dem maximal möglichen Verstärkungsfaktor abgestimmt sein, um einen Start ohne Probleme zu ermöglichen. Normalerweise stellt ein Arbeitsverstärkungsfaktor von 80 bis 90% des Maximums eine sichere Reserve dar. Zusätzliche Maßnahmen zur Signalformung können für einen lastfreien Betrieb notwendig sein. Obwohl ein LLC-Lastbereich theoretisch Null-Last einschließt, können die Komponententoleranzen den Wandler ohne Last in der Praxis instabil machen. Schließlich erfordert die nebeneinanderliegende Transformatorkonstruktion sorgfältige Ausführung, wenn Sicherheitsabstände (creepage- / clearance-distances) der Isolationsbarriere zu erfüllen sind. 45 55 1.2.4 Wirkungsgrad von DC/DC-Wandlern Im Vergleich zu Linearreglern ist die Ermittlung des Wirkungsgrades von Schaltreglern um einiges komplizierter. Der Linearspannungsregler hat leicht vorhersagbare DC-Verluste, wobei die größten Verluste im Längstransistor auftreten. Ein Schaltregler hat jedoch nicht nur DC-, sondern auch AC-Verluste, die in den Schaltern und Komponenten für die Energiespeicherung auftreten. Zum Beispiel setzen sich die Gesamtverluste eines Schalters nicht nur aus den Verlusten in den EIN- und AUS-Zuständen, sondern auch aus den Verlusten im Übergang von EIN- in den AUS-Zustand und vice versa zusammen. Im Falle eines Transformators werden die Gesamtverluste aus der Summe von AC- (Kern), AC- (Wicklung) und DC- (Wicklung) Verlusten berechnet. Die Verluste im Transformatorkern werden hauptsächlich durch die Wechselwirkung zwischen dem magnetischen Fluss und dem Kernmaterial (Hystereseverluste, Wirbelstromverluste) verursacht. Die Wicklungsverluste ergeben sich hauptsächlich aus dem Material der Transformatorwicklung (ohmsche Verluste, Skin-Effekte). Der Gesamteffekt ist eine Erhöhung der Temperatur im Transformator. Um den Wirkungsgrad des DC/ DC-Wandlers zu berechnen, müssen die Verluste jedes Teils des Umwandlungszyklus durch Mitteln der Verluste über den ganzen PWM-Arbeitszyklus ermittelt werden. Schaltregler weisen hohe Wirkungsgrade auf, da der Schalter nur für kurze Zeit innerhalb des ganzen Schaltzyklus angeschaltet wird. Verluste in magnetischen, induktiven und kapazitiven Komponenten können durch sorgfältige Dimensionierung und durch geeignete Bauteileauswahl minimiert werden, sodass ein Wandlungswirkungsgrad von > 96% realisiert werden kann. Das bedeutet, dass nur 4% der aufgenommenen Leistung verloren gehen und in Wärme umgewandelt werden. Nicht isolierte Wandler sind in der Regel effektiver als ihre isolierten Pendants, da weniger Komponenten an der Leistungsumsetzung beteiligt sind und keine Transformatorenverluste auftreten. Ungeachtet einer höheren Komplexität, können isolierte DC/DC-Wandler je nach der Nennleistung Wirkungsgrade von über 85% erreichen. Eine der Hauptursachen für Verluste sind Ausgangsdioden. Wenn der Ausgangsstrom 1A und der Spannungsabfall in Flussrichtung an der Diode 0,6 V beträgt, gehen allein in der Diode 600mW verloren. So verwenden DC/DC-Wandler für hohe Ausgangsströme häufig FETs mit synchroner Schaltung (Synchrongleichrichtung), um Gleichrichtungsverluste zu verringern. Es mag überraschend erscheinen, dass Niedrigleistungswandler generell niedrigere Wirkungsgrade haben als Hochleistungswandler. Insbesondere in Anbetracht dessen, dass höhere I 2 R-Verluste bei höheren Ausgangsströmen eintreten. Der interne Leistungsverbrauch der Schalt-Controller, Shuntregler und Optokoppler (Eigenverbrauch) spielt jedoch eine wesentliche Rolle. Wenn der Eigenverbrauch 1W beträgt, kann ein 10-W-Wandler keinen Wirkungsgrad von mehr als 90% haben, der maximal mögliche Wirkungsgrad eines 100-W-Wandlers würde jedoch 99% betragen. Die Eigenverbrauch verluste erklären auch, warum alle DC/ DC-Wandler in lastfreiem Betrieb einen Wirkungsgradvon 0% haben, während die Wandler immer noch Leistung verbrauchen, aber keine Ausgangsleistung erzeugen. FETs verbrauchen mehr Leistung beim Schalten als im stabilen EIN- oder AUS-Zustand. Dies geschieht, weil die interne Gate-Kapazität auf- und entladen werden muss, um den Ausgang 46 56 zu schalten. Gate-Impulsströme von 2A sind nicht untypisch. Auch in lastfreiem Betrieb schaltet der DC/DC-Wandler die FETs immer noch hunderttausend Mal pro Sekunde, weshalb ein DC/DC-Wandler auch ohne Last warm läuft PWM-Regelungsverfahren Die Bezeichnung "PWM = pulse width modulation" hat sich leider vielfach eingeführt, sie ist aber unkorrekt, denn bei echter Pulsbreitenmodulation ändert sich die Frequenz. Richtig ist die Bezeichnung Tastverhältnismodulation, denn es wird bei konstanter Frequenz nur das Verhältnis Einschaltzeit zur Gesamtperiode verändert. Es gibt zwei Haupttypen der PWM-Regelung. Sie unterscheiden sich darin, wie die Rückführung in der Feedbackschleife ausgeführt wird oder was als Bezugsgröße dient. Eines der Regelungsverfahren ist die sogenannte voltage-mode control, hierbei hängt das Tastverhältnis δ proportional von der Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der Referenzspannung ab. In der Betriebsart current-mode control (es gibt keinen kurzen deutschen Ausdruck dafür) ist das Tastverhältnis δ abhängig einmal von der Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der Referenzspannung und zweitens von einer Spannung, die von einem lastabhängigen Strom (Strom des Schalters in *nicht-isolierten Wandlern oder der Primärwicklung des Transformators) abgeleitet ist. Der Konstantspannungsregler reagiert nur auf Änderungen der Ausgangsspannung und stellt das Tasterhältnis entsprechend ein. Da er den Laststrom oder die Eingangsspannung nicht direkt misst, muss er bei Sprüngen im Laststrom oder der Eingangsspannung auf die entsprechende Auswirkung in der Lastspannung warten. Diese Verzugszeit beeinflusst die Regelcharakteristik des Wandlers in der Form, dass für die Ausregelung immer ein oder mehrere Taktintervalle erforderlich sind. Um Instabilitäten oder Überschwingen der Ausgangsspannung zu vermeiden, muss der Regelkreis kompensiert werden. t OSC = 1/ OSC V OUT Rückführung Sägezahn Fehlerverstärker Referenzspannung R1 V REF V FB + A1 - V OSC V F + - A2 Ausgangstreiber PWM- Komparator A3 Regelausgang R2 Abb. 1.40: Blockschaltbild eines Schaltreglers in der Betriebsart voltage-mode control Bild 1.40 zeigt einen typischen Schaltregler in der Betriebsart voltage-mode control; A1 ist der Fehlerverstärker, A2 der Komparator, der das Tastverhältnis erzeugt, A3 ein eventuell vorhandener Ausgangstreiber als Schnittstelle zum Schalttransistor. Der Sägezahngenerator erzeugt eine periodische Rampenspannung V OSC, die linear von Null am Anfang des Taktes bis 47 57 zu einer bestimmten Größe ansteigt, die dem maximalen Tasterhältnis am Ende entspricht. Der Regelverstärker A1 misst die Differenz zwischen der höchstgenauen temperaturausgeglichenen Referenzspannung und einer abwärts geteilten Menge der Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers V FB gleich V OUT R 2 /(R 1 + R 2 ). Die Ausgangsspannung V F des Regelverstärkers A1 ist eine Größe proportional zur Differenz zwischen der Vergleichsspannung V REF und der abwärts geteilten Ausgangsspannung V FB. Wenn am Anfang jedes Taktes V FB niedriger ist als V REF, ist die Ausgangsspannung des Abweichungsverstärkers hoch. Wenn die Ausgangsspannung ansteigt, verringert sich V F, bis sie die Anstiegsspannung V OSC übersteigt, wonach A2 für den Rest des Zyklus unten bleibt. Also existiert eine umgekehrte Abhängigkeit zwischen der Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers und dem Tastverhältnis. Negative Rückkopplung im Regelkreis ist ein stabiler Zustand. Ein Schaltregler in der Betriebsart voltage-mode control kann überschwingen, überkorrigieren und dann negativ überschwingen (unterschwingen), sodass die Ausgangsspannung ständig über und unter dem Sollpegel oszilliert. Deshalb wird die Rückführungsreaktion oft absichtlich verzögert, um dieses "Jagd"-Verhalten zu stoppen. Der Nachteil ist, dass der Wandler dann auf plötzliche Änderungen von Last oder Eingangsspannung langsamer reagiert. Zur Verringerung der Reaktionszeit auf eine sprunghafte Änderung von Last oder Eingangsspannung bzw. zur Verbesserung des Sprungverhaltens kann vorteilhaft die andere Betriebsart current-mode control gewählt werden. t OSC = 1/ OSC Oszillator Ausgangstreiber V OUT Rückführung R1 V REF V FB + - V F V S + - A2 PWM- Komparator S R G1 Q A1 Fehlerverstärker Referenzspannung PWM- Flip-Flop-Schaltung V S = I SI R RS A3 I s Steuerausgang zum Schalter Schalterstromproportionales Signal R2 Abb. 1.41: Blockschaltbild eines Schaltreglers in der Betriebsart current-mode control In Schaltreglern mit current-mode control sind zwei Regelkreise vorhanden: ein innerer Regelkreis auf den Ladestrom des Energiespeichers, d.h. den Strom im Schalter bzw. Transformator und ein äußerer Regelkreis, der wie üblich die Differenz zwischen der Ausgangsspannung bzw. einem Bruchteil davon und der Referenzspannung mißt. Es ist wesentlich zu beachten, daß beide Regelkreise unterschiedlich schnell sind: während der Stromregelkreis von Impuls zu Impuls reagiert, ist der Spannungsregelkreis sehr viel langsamer. Schaltregler sind Sampling - Systeme, ihre Reaktionsgeschwindigkeit wird also auch durch die Gesetze der Samplingtechnik beschränkt. Betrachten wir zunächst das Blockschaltbild: Der Leistungsschalter wird hier von einem RS 48 58 - Flipflop gesteuert, das zu Beginn jeder Taktperiode der Oszillatorfrequenz gesetzt wird und den Schalter einschaltet, der Schalterstrom steigt nun i.a. sägezahnförmig an. Der Reseteingang des Flipflops wird von einem Komparator gesteuert, an dessen Minuseingang der Ausgang des Spannungsregelverstärkers A1 liegt, am Pluseingang liegt eine Spannung, die proportional zum Schalterstrom ist, z.b. an einem Shunt abgenommen. Je nachdem wie hoch die Ausgangsspannung des Regelverstärkers ist, muß der Ladestrom mehr oder weniger hochlaufen, bis die stromproportionale Spannung am Komparatoreingang diesen Wert überschreitet, der Komparator schaltet dann und setzt das Flipflop zurück. Unsaubere Funktion wegen Hin- und Herschaltens ist durch das Flipflop für den Rest der Periode ausgeschlossen. Dies hat zahlreiche Konsequenzen: Zunächst einmal wird der induktive Speicher (beim Flyback ist es der Transformator selbst, beim Flußwandler dessen Ausgangsdrossel) unabhängig von der Eingangsspannung immer auf denselben Energiewert aufgeladen, Änderungen der Eingangsspannung beeinflussen nur die Anstiegsgeschwindigkeit bzw. Ladedauer des Stroms. Der Wandler ist also unabhängig von der Eingangsspannung, ohne daß die Spannungsregelschleife einzugreifen braucht. Dadurch ergibt sich automatisch ein so genannter Weitbereichswandler, bei Schaltnetzteilen werden üblicherweise mit dem Bereich 85 bis 264 V alle Netzspannungen der Welt abgedeckt. Bei nichtisolierten einfachen Buckwandlern lassen sich Bereiche von wenigen Volt bis über 100 V überdecken, wenn der Schalter schnell genug ist. Dieser Wandler regelt also Eingangsspannungsänderungen von Impuls zu Impuls aus.ein jeder Regler hat einen Proportionalanteil in seiner Charakteristik, dies bedeutet, daß die tatsächliche Ausgangsspannung immer etwas vom Sollwert abweichen muß, damit am Regelverstärkerausgang ein entsprechendes Korrektursignal zur Verfügung steht. Je nach der Höhe der Regelverstärkung genügt eine mehr oder weniger große Abwei- chung. Dies ist unmittelbar verständlich: nehmen wir den einfachen Fall eines Flybackwandlers im diskontinuierlichen Betrieb, d.h., in jedem Zyklus wird der Transformator aufgeladen und wieder völlig entladen; dann gilt für die übertragene Leistung streng: P = 1 2 Lp x ispitze2 x ftakt. Somit ist die Leistung direkt proportional ispitze2, die Regelsteilheit ist demnach sehr hoch. es gehört also zu jeder Last ein bestimmter Stromwert und damit auch ein Potential am Pluseingang des Komparators. Bei einer Verdopplung der Last muß der Strom nur um den Faktor 1,4 steigen. Wie reagiert nun der Wandler auf Laständerungen? Die innere Regelschleife merkt zunächst nichts davon. Aus dem oben Gesagten folgt, daß bei einem Lastsprung, z.b. von niedriger zu hoher Last, die Ausgangsspannung etwas mehr vom Soll abweichen muß, damit der Regelverstärker an seinem Ausgang eine höhere Vergleichsspannung am Komparator einstellt, bis zu dieser höheren Spannung muß dann der Schalterstrom hochlaufen, der Schalter bleibt entsprechend länger eingeschaltet. Damit wird der Wandler auch vor Überlastung geschützt. Current-mode ist schneller als voltage-mode und heute die bevorzugte Betriebsart. Beim voltage-mode controller beeinflußt der Ausgang des Regelverstärkers die Höhe des Stromes nur indirekt, diese muß sich über mehrere Takte einpendeln, und es ist eine separate Überstromerkennung und -begrenzung. bzw. -abschaltung notwendig. 49 59 1.2.6 Regelung von DC/DC-Wandlern Regelung von Mehrfachausgängen Die meisten im Einsatz befindlichen DC/DC-Wandler sind vom unipolaren Typ, der nur eine einfache Ausgangsspannung versorgt. Wie zuvor gezeigt, ist die Regelung der Ausgangsspannung einfach und benötigt nur eine Rückkopplungsweg für den Fehlerverstärker. In bipolaren DC/DC-Wandlern mit zwei symmetrischen Ausgangsspannungen von gegensinniger Polarität muss man einen Kompromiss eingehen, da nur eine Feedbackschleife realisiert werden kann. Wenn davon auszugehen ist, dass der positive Ausgang und negative Lasten ausgeglichen sind, kann das Regelproblem einfach durch Regelung der kombinierten Ausgangsspannung auf die Ebene des Transformators mit einem Ausgang zurückgeführt werden. Abb zeigt das Prinzip. V IN + V OUT + gemeinsame Leitung V IN - V OUT - PWM- Regelung Isolation Referenz Abb. 1.42: Regelung eines bipolaren DC/DC-Wandlers Ein Wandler mit ±12V Ausgang regelt beispielweise tatsächlich nur den kombinierten 24-V-Ausgang mit einer gemeinsamen, schwebenden Mittelanzapfung. Das bedeutet, dass sich, obwohl die Summe der beiden Ausgänge immer konstant bleibt, bei unsymmetrischer Last am DC/DC-Wandler aufgrund der unterschiedlichen Spannungsabfälle in jedem Zweig sich Augangsspannungen einstellen, die ihrerseits von den einzelnen Strombelastungen abhängen. Das kann zu unterschiedlichen ±V OUT - Spannungen bezüglich der gemeinsamen Referenz führen. So könnte zum Beispiel ein am positiven Ausgang mit Volllast und 25% Last am negativen Ausgang belasteter ±12-V-Ausgangswandler Ausgangsspannungen von +13V und -11V bezüglich des gemeinsamen Common-Anschlusses haben, da nur die Summe beider Spannungen auf 24V ausgeregelt wird. Der Anwender sollte deshalb prüfen, wie viel Asymmetrie oder Ungenauigkeit die zu versorgende Applikation vertragen kann. Die meisten bipolaren Anwendungen werden in Analogschaltkreisen verwendet, weshalb eine Schaltungsausführung mit guter PSSR (Power Supply Suppression Ratio) empfohlen wird. In manchen Anwendungen mit sehr asymmetrischen Lasten kann es notwendig sein, eine Dummy-Last oder Nachregelung zur Kompensation dieser Effekte einzusetzen. Bei Zweifachausgangs-DC/DC-Wandlern, die mit zwei Ausgangsspannungen gleicher Polarität ausgestattet sind, funktioniert der einfache Trick der Regelung nach der Summe der Ausgänge nicht. 50 60 Eine Option besteht darin, nur einen Ausgang zu regeln (Hauptausgang) und den zweiten Ausgang (Hilfs- oder Auxiliaryausgang) ungeregelt auszuführen. In der Nähe der Nennbelastung kann das immer noch gut funktionieren, da beide Ausgänge bei wechselnder Eingangsspannung stabil bleiben. Abb zeigt das Schaltbild eines Zweifachausgangswandlers. Nur der Hauptausgang ist geregelt. Obwohl der Hilfsausgang ungeregelt ist, bleibt er noch immer proportional zur Hauptausgangsspannung, weil derselbe Primär-PWM-Controller gemeinsam genutzt wird. Für manche Anwendungen, die eine niedrigere Spannungsgenauigkeit an der Hilfs- oder Auxiliaryspannungsversorgung als an der Hauptspannungsversorgung erfordern, stellt dies kein Problem dar. Ein Beispiel ist ein Hilfsstromversorgungsschaltkreis, der einen geregelten +5V Hauptausgang für Logikbaugruppen und einen +12V Hilfsausgang zur Versorgung eines Relais erfordert. Gewisse Vorsicht ist allerdings bei der Entwicklung von Wandler-Kurzschlussschutz-Schaltkreisen geboten, um sicherzustellen, dass der Wandler sicher funktioniert, wenn der Hilfsausgang, nicht aber der Hauptausgang, kurzgeschlossen wird. +V AUX gemeinsame Leitung +V MAIN gemeinsame Leitung PWM- Controller Isolation Referenz- und Fehlerverstärker Abb. 1.43: Regelung mit zweifachen Ausgängen (Haupt- + Hilfsstromkreis) Eine andere Option besteht darin, einen separaten Regelschaltkreis zum Nachregeln des Hilfsausgangs auf der Sekundärseite einzuschalten. Für Kleinleistungswandler, bei denen der Betriebswirkungsgrad nicht kritisch ist, besteht die einfachste Lösung darin, einen Linearspannungsregler zur Nachregelung des Hilfsausgangs einzusetzen und für einen PWM- Controller Isolation Linearspannungsregler +V AUX (Reg) Referenz- und Fehlerverstärker gemeinsame Leitung +V MAIN gemeinsame Leitung gewissen Kurzschlussschutz zu sorgen (siehe Abb. 1.7). Das Transformatorübersetzungsverhältnis der Hilfswicklung muss sorgfältig gewählt werden, damit der Linearspannungsregler ausreichend Spielraum hat, um korrekt über den vollen Lastbereich des Hauptausgangs zu regulieren. Für höhere Ausgangsströme oder Anwendungen, bei denen der Wirkungsgrad mehr Bedeutung hat als die Kosten, kann ein separater DC/ Abb. 1.44: Regelung mit zweifachen Ausgängen DC-Wandler verwendet werden, um den (Haupt- + nachgeregelter Hilfsstromkreis) Linearspannungsregler zu ersetzen. 51 61 + - Die dritte Option besteht darin, die Ausgänge zu koppeln (engl.: stacked). Dies ist nützlich, wenn die Hilfsausgangsspannung in der Nähe der Hauptausgangsspannung liegt, z. B. V AUX = 5V, V MAIN = 3,3V. Abb zeigt einen Wandler mit gekoppelten Ausgängen. Der Vorteil dieser Anordnung besteht darin, daß von der höheren Spannung nur der die untere, geregelte Spannung übersteigende Teil ungeregelt bleibt. In der Hauptwicklung fließt die Summe beider Ströme, sie muß daher entsprechend stärker ausgeführt sein. +V AUX (teilweise geregelt) +V MAIN (geregelt) gemeinsame Leitung Hauptausgangsstrom Hilfsausgangsstrom PWM- Controller Isolation Referenz- und Fehlerverstärker Abb. 1.45: Regelung mit zweifachen Ausgängen (gekoppelte Ausgänge) Spannungsregelung mit Spannungsabgriff an der Last (remote voltage sensing) Gewöhnlich sorgt ein strom- oder spannungsbasierter Feedback-Kreis für eine ausgezeichnete Regelung der Ausgangspannung. Bei hohen Ausgangströmen kann sich die Performance der Regelung, aufgrund der Spannungsabfälle in Zuleitungen, Steckverbindern oder PCB-Leitungen, in der Praxis jedoch verschlechtern. Gerade bei Wandlern mit niedriger Ausgangsspannung kann sich dies dramatisch auswirken. Ein leitungsbedingter Spannungsabfall von z.b. 200mV kann bei einem Wandler mit 12V Ausgang durchaus noch zulässig sein, während dies bei einem 3,3V Ausgang weit außerhalb des Toleranzbereichs liegt. aus der Ausgangsstufe des DC/DC-Wandlers C OUT V REF Fehlerverstärker PWM- Komparator I OUT V OUT + I OUT R 1 R 2 I OUT V OUT - R S R S R L Abb. 1.46: Einfluss des parasitären Serienwiderstandes 52 62 + - Die Spannungsabfälle können großen Einfluß auf die Lastregelung haben. Wie Bild 1.46 zeigt, ist die Spannung am Lastwiderstand RL um den Spannungsabfall I x 2Rs geringer, die Verlustleistung in den Serienwiderständen beträgt I 2 x 2Rs. Bei niedrigen Lasten spielt Rs keine große Rolle. Bei großen Strömen ist der Spannungsabfall vielfach nicht mehr zu vernachlässigen, ebenfalls nicht, wenn hohe Genauigkeit gefordert wird. Man kann die Ausgangsspannung höher einstellen, läuft dann aber u.u. Gefahr, daß bei niedrigerer Last die Spannung an der Last zu hoch wird. Auch sind die Auswirkungen dieses Regelfehlers von mehreren anwendungsspezifischen Parametern abhängig, was eine Voraussage erschwert. Beispielsweise können sich die Kontaktwiderstände jeglicher Verbinder durch Oberflächenoxidierung, Verunreinigung, physischen Verschleiß oder thermischen Abbau, ändern. Folglich verändert sich mit der Zeit auch der Wert R S. Darüber hinaus ist das Problem nicht bloß auf statische, ohmsche Verluste beschränkt. Besonders bei der hochdynamischen Strommodusregelung, kann eine mit einigem Abstand vom Wandler angeordnete dynamische Last, aufgrund reaktiver Komponenten der Zuleitung andere Lastregelungsfehler verursachen. Im ungünstigsten Fall könnten parasitäre Induktivitäten oder Kapazitäten Wandlerausgangsschwingungen und -instabilität hervorrufen, die dann zum Überschwingen und zu Überspannungsschäden in der zu versorgenden Applikation führen können. aus der Ausgangsstufe des DC/DC-Wandlers C OUT V REF Fehlerverstärker PWM- Komparator I OUT I OUT D 1 R 1 R 2 D 2 VOUT+ R S +Sense I OUT R L -Sense R S VOUT- V L Abb. 1.47: Ableseausgänge zum Ausgleich von Ausgangsspannungsverlusten Abb zeigt eine Lösung dieses Problems. Zwei zusätzliche Eingangspins werden zum Wandler hinzugefügt, um eine Kontrolle der Spannung am Punkt der Last zu ermöglichen. Diese Art des Anschlusses wird häufig als Kelvin-Brücke oder Sense-Eingang bezeichnet. Der Ausgang des Wandlers ist wie oben an der Last angeschlossen, zwei zusätzliche Anschlüsse wurden jedoch zwischen Feedbackkreis und Last gesetzt. Da der einzige Strom, der durch diese zusätzlichen Sense-Anschlüsse fließt, V L /(R 1 + R 2 ) beträgt und R 1 + R 2 normalerweise einige kω beträgt, ist der Sense-Strom sehr klein, und der Spannungsabfall entlang des Anschlusses ist ebenfalls entsprechend klein. So regelt der Wandler entsprechend der Istwertspannung, welche an der Last anliegt. Sämtliche lastabhängigen Effekte werden aufgrund des Serienwiderstands R S ausgeregelt. Die niedrigen Sense-Ströme sind auch weniger empfänglich für dynamische parasitäre Effekte, weshalb die gesamte Lastregelung bei schnell veränderlichen Lasten stabiler ist. Die Dioden D 1 und D 2 ermöglichen es dem Wandler auch dann zu funktionieren, wenn die Sense-Pins nicht angeschlossen werden. 53 63 Der Aspekt der zulässigen Gesamtleistung darf jedoch nicht außer Acht gelassen werden. Dies trifft besonders auf Wandler mit niedrigen Ausgangsspannungen und hohen Ausgangsströmen zu. In solchen Fällen muss die Ist-Ausgangsspannung V OUT für die Berechnung der Leistung verwendet werden und nicht die Nutzspannung V L an der Last. Das folgende Verhältnis für V L hält fest: V L = V OUT - V S- - V S+ Gleichung 1.21: Verhältnis zwischen der Last- und Ausgangsspannung Diese Gleichung hat weitreichende Konsequenzen. Man kann sofort erkennen, dass der Ausgleich der I 2 R-Verluste seine Grenzen hat. Die Ausgangsspannung kann nicht beliebig vergrößert werden, da diese nicht den Ausgangs-Überspannungsschutz des Wandlers auslösen darf. Die Verlustleistung muss ebenfalls innerhalb der Grenzen des Wandlers bleiben, was die Ausgangsspannung bei Volllast ebenso einschränkt. Wie in diesem Kapitel bereits besprochen, werden enorme Bemühungen von Herstellern von DC/DC-Wandlern unternommen, um den Wirkungsgrad so weit wie möglich in Richtung 100% zu erhöhen. Die Fähigkeit des DC/DC-Wandlers, die I 2 R-Verluste auszugleichen, bedeutet jedoch, dass Systementwickler den Ausgangsanschlusswiderstand nicht mehr beachten müssen. Hier wird allerdings ein neuer Leistungsverlust im System geschaffen, der die mühsam erzielte hohe Effizienz durch die Hintertür verdünnt. Um diesen zusätzlichen Leistungsverlust, der durch den Spannungsabfall des Ausgangsanschlusses verursacht wird, zu berechnen, können wir Gleichung 1.22 nutzen: P VD = (R S + + R S -) I² OUT Gleichung 1.22: Zusätzliche Leistungsverluste aufgrund der Sense-Rückführung Wir können den RP S verwenden, um die Folgerungen dieser Gleichung zu veranschaulichen. V S + und V S stellen die jeweilige Potentialdifferenz zwischen den Ausgangspins VOUT + und VOUT (direkt an den Pins gemessen) und V L + und V L - (an den Lastklemmen gemessen) dar. Dieser Wandler liefert bis zu 12A bei 5V Ausgangsspannung (60W). Wenn die Last durch kupferne PCB-Leiter mit einer Länge von 10cm, einer Breite von 10mm und einer großzügigen Kupferstärke von 70 Mikron angeschlossen wird, würde der ohmsche Widerstand jedes Leiters 2,5mΩ betragen, was einen Gesamtwiderstand des Ausgangsanschlusses von 5mΩ ergibt. Der Leistungsverlust PVD wäre dann: P VD = = 0.72W Dieser zusätzliche Leistungsverlust hat einen Effekt auf den Gesamtwirkungsgrad. Der RP60 hat einen Wirkungsgrad von 90%, was bedeutet, dass 6W bei Volllast intern gestreut werden. Der zusätzliche PVD-Verlust von 0,72W stellt somit eine Erhöhung der Verluste des Gesamtsystems um 8,3% dar. Einen Ausweg aus diesem Dilemma bietet das Point-of-load (POL)-Konzept. POL ist eine Strategie zum Minimieren der I2R-Verluste. In diesem Fall wird der DC/DC-Wandler so nah wie möglich in die Nähe der Last positioniert, um Zuleitungen kurz und Verluste klein zu halten. Es werden mehrere Wandler verwendet, einer pro Last, statt eine zentralisierte Versorgung, die alle Lasten speist. 54 64 1.2.7 Beschränkungen des Eingangsspannungsbereiches Der Eingangsspannungsbereich (Input Voltage Range) eines DC/DC-Wandlers ist durch die Schaltkreistopologie sowie die verwendeten Komponenten bestimmt. Die Eingangsspannung und das Tastverhältnis des Wandlers sind umgekehrt proportional zueinander, weshalb eine Vergrößerung der Eingangsspannung eine Reduzierung des Tastverhältnisses hervorruft. Das minimale Tastverhältnis hängt wiederum vom maximalen Spitzenstrom des Leistungsschalters und dessen maximaler Nennsperrspannung ab. Wenn das Tastverhältnis klein ist, ist der Spitzenstrom im Vergleich zum Durchschnittseingangsstrom hoch, und in den meisten Topologien tritt die höchste Schaltspannung ein, wenn der Strom dann schnell unterbrochen wird. Theoretisch kann der DC/DC-Wandler abwärts bis zum Tastverhältnis von 0% arbeiten; in der Praxis aber ist ein Wert von 5% bis 10% die Untergrenze aufgrund der Limitierungen durch die Anstiegsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung (slew rate), Stabilität der Feedback-Kompensation und um alle negativen parasitären Effekte zu vermeiden. Dies begrenzt die maximale Eingangs-spannung, des Wandlers. Auch am oberen Ende des Tastverhältnisbereichs gibt es eine solche Beschränkung. Der Grenzwert des Tastverhältnisses ist durch die maximal zulässige Verlustleistung des Schalters und die Sättigung des Transformators oder andere Induktivitäten, sowie des Materials des Kerns beschränkt. Bei großen Werten des Tastverhältnisses ist der durchschnittliche Stromfluss am Maximum und die Verlustleistung im Schalter ist hoch. Um Sättigung zu vermeiden, muß den Induktivtäten genügend Zeit gegeben werden, den Fluß im Kern wieder zurückzusetzen. Theoretisch könnten alle DC/DC-Wandler bis zum 100%igen Tastverhältnis arbeiten, tatsächlich empfehlenswert ist jedoch eine Grenze von 85% bis 90%, die die Untergrenze der Eingangsspannung des Wandlers beschränkt. Die Beschränkung des Tastverhältnisbereichs begrenzt somit den Eingangsspannungsbereich. Der DC/DC-Wandler-Eingangsbereich wird normalerweise durch das Verhältnis von Maximum-zu-Minimum der zulässigen Eingangsspannung beschrieben. Daher können isolierte Vorwärtswandler in der Regel innerhalb eines Eingangsspannungsbereichs von 2:1 oder 4:1 arbeiten. Die Nenneingangsspannung orientiert sich an den Standardspannungen von Blei-Säure-Batterien von 12V, 24V und 48V, die in der Telekommunikationsindustrie, dem ersten großen Einsatzgebiet für DC/DC-Wandler, verwendet wurden. 2:1 Eingangsbereich Nennspannung 12V 24V 48V Eingangsspannungsbereich 9 18VDC 18 36VDC 36 72VDC 4:1 Eingangsbereich Nennspannung 24V 48V 110V Eingangsspannungsbereich 9 36VDC 18 72VDC VDC 55 65 Natürlich hängt die Wahl der Nennspannung vom Transformationsverhältnis und/oder der Wahl der Komponenten ab. Die oben genannten Bereiche haben sich in der heutigen Praxis jedoch etabliert. Einige Militärstandard-Wandler verwenden eine logischere Definition der 28V-Eingangsspannung, um den für den Einsatz mit Militär-Blei-Säure-Batterien mit zwei zusätzlichen Zellen für die 28V- statt 24V-Versorgung entwickelten 18V- bis 75V-Wandler zu beschreiben Synchrongleichrichtung Wie oben erwähnt, liegt einer der Hauptgründe für den nach oben limitierten Wirkungsgrad eines Wandlers in der Verlustleistung, die in den Ausgangsdioden auftritt. Eine Leistungsdiode hat normalerweise einen Vorwärtsspannungsabfall von 500mV, was einem Leistungsverlust von 0,5W bei 1A entspricht. Spezielle Dioden low-forward-voltage drop-schottky-dioden - können manchmal als Alternative für Kleinleistungswandler verwendet werden, sind aber relativ teurere Komponenten, wenn sie so dimensioniert sind, dass sie für hohe Ströme geeignet sind. Dennoch beträgt der Spannungsabfall an ihnen noch immer ca. 200mV, weshalb der Leistungsverlust immer noch signifikant sein kann. Ein Quantensprung in der Erhöhung des Wirkungsgrades war die Entwicklung der synchronen Gleichrichtung. D 1 L L D 2 C C Abb. 1.48: Vergleich von Dioden- und Synchrongleichrichtung Das Bild links zeigt ein typisches Schema mit Diodengleichrichtung. Darin fungiert Schaltkreis D 1 als Gleichrichter und D 2 als Freilaufdiode. Beide Dioden werden abwechselns mit annähernd gleichem Strom belastet. Die Verluste infolge des Vorwärtsspannungsabfalls V F in den Dioden sind gleich: P VD = V F I L. Bei einer typischen Durchlassspannung V F von 0,5V kann eine relative Verlustleistung von 0,5W pro A angenommen werden. Ein 3,3V/10A-Ausgangswandler hätte also einen Wirkungsgrad von 15%, ohne andere Transformationsverluste in Betracht zu ziehen. Die in der Diode in Wärme umgewandelte Verlustleistung wäre 5W, sodass die Diode wahrscheinlich mit einem Kühlkörper montiert werden müsste, um einen halbwegs sinnvoll nutzbaren Arbeitstemperaturbereich zu erreichen. Glücklicherweise können FETs als Stromgleichrichter verwendet werden, indem sie während des Vorwärtsteils des Zyklus eingeschaltet und während des Rückwärtsteils des Zyklus ausgeschaltet werden. Die Vorteile als schnellwirkende Schalter mit sehr niedrigem EIN-Widerstand R DS,ON macht sie als Gleichrichter ideal. Der Nachteil liegt darin, dass sie aktiv angesteuert werden müssen, sodass zusätzliche Synchroni sierungs- und Treiberschaltungen erforderlich sind. Diese Schaltkreise müssen interne Spannungen auswerten, um die beiden FETs synchron mit der Ausgangswellenform an- und auszuschalten, daher der Name dieser Topologie. Im Vergleich dazu sind Dioden passive Bauteile, die für korrekten Betrieb keine 56 66 weiteren Schaltungen benötigen. Jedoch macht der sehr niedrige R DS,ON von ca. 10mΩ den Nachteil komplizierter Schaltungen für Wandler mit hohem Ausgangsstrom mehr als wett. In einigen Konstruktionen wird eine zusätzliche Sekundärwicklung verwendet, um ein sauberes Steuerspannung zu erzeugen. Dioden haben normalerweise eine höhere maximal zulässige Durchbruchssperrspannung als FETs. Weshalb man beim Redesign von existierenden Diodengleichrichtungsschaltungen zu Synchrongleichrichtung sicherstellen muss, dass die auftretenden Übergangsspannungen die VDS-Grenzwerte der FETs nicht überschreiten Planartransformatoren Planartransformatoren sind etwa seit den 80er Jahren bekannt. Da ihre Herstellung in der Vergangenheit jedoch sehr kostspielig war, gab es am Markt keine große Nachfrage nach diesem Typ, der nur für spezielle Anwendungsfälle zum Einsatz kam. Da mit der Zeit Mehrlagenleiterplatten kostengünstiger wurden und mittlerweile aufgrund ausgefeilterer Herstellmethoden weiter verbreitet sind, rückte diese Technologie wieder ins Licht der Öffentlichkeit. Der Planartransformator nutzt mehrfache Kupferlagen als Wicklung für Transformatoren oder Induktivitäten. Um die erforderliche Anzahl von Windungen zu realisieren, werden zur Herstellung der Verbindung zwischen den Lagen verborgene Kontaktlöcher verwendet. Es gibt eine praktische, sowie eine Kostengrenze für die Anzahl verwendbarer Lagen, weshalb Planarmagnetika hochfrequente PWM-Modulatoren und ebenso hochfrequente Treiberschaltkreise nutzen, um die Anzahl der Windungen gering zu halten und insgesamt weniger Lagen notwendig zu machen. Das durch die zum Einsatz kommenden höheren Frequenzen verursachte Hauptproblem besteht in dem sog. Skin-Effekt, der durch eine flache Konstruktion der Wicklung ausgeglichen werden kann. Bei Erhöhung der Frequenz bewegen sich die Ladungsträger immer mehr zur Oberfläche des Leiters, sodass dessen wirksamer Querschnitt reduziert wird, was die I2R-Verluste erhöht. Dieser Effekt ist als Skin-Effekt bekannt. Der Vorteil dieser Technologie besteht hauptsächlich in der außerordentlich flachen Konstruktion des Transformators, der aber dennoch in der Lage ist, große Energiemengen zu übertragen. Der DC/DC-Wandler kann also ein sehr niedriges Profil haben. Die übrigen Vorteile von Planarkonstruktionen, wie z. B. verbesserte Wärmeabfuhr in Wicklungen, reproduktionsfähige und mechanisch stabile Wicklungsstruktur, hochintegrierte Ausführung, niedrige Streuinduktivität und hohe Leistungsdichte, machen den Planartransformator zu einer notwendigen Komponente in der Technologie von Hochleistungs-DC/DC-Wandlern. Außerdem bedeuten Fortschritte in der Mehrlagenleiterplattenfertigung, dass die Epoxidharzisolation zwischen den Wicklungen hohen Isolationsspannungen zwischen Primär- und Sekundärkreisen standhalten kann, was den technischen Anforderungen an eine Hauptisolierung von 2250VDC entspricht. Für den Benutzer hat diese Technologie offenbar keine Nachteile, für den Hersteller sind Konstruktion und Fertigung aber ganz und gar nicht einfach zu bewerkstelligen. Die mehrlagige Konstruktion besitzt eine hohe Koppelkapazität, die die hochfrequente PWM-Regelung komplizierter macht, die Übergänge zwischen einem Planartrafo und der 57 67 angeschlossenen Schaltung in konventioneller Ausführung müssen sorgfältig überlegt werden, um Verluste an diesen Stellen zu minimieren. Durch die unmittelbare Nachbarschaft der Wicklungen zum Luftspalt können hohe Wirbelstromverluste entstehen, und wegen der unterschiedlichen Übersetzungsverhältnisse muß für jede Eingangs-/Ausgangs - Kombination eine eigene Platine entworfen und getestet werden. Eight-Layer PCB Ferrit Kern Ferritkern Mehrlagige Leiterplatte Abb. 1.49: Konstruktion eines transformatorbasierten Planarwandlers Die Wicklungen in einem Planartransformator entsprechen den PCB-Leitern auf einer mehrlagigen Leiterplatte. Primär- und Sekundärwicklungen folgen typischerweise aufeinander, um die Streuinduktivität zu verringern. Eine Schwierigkeit bei Nutzung der PCB-Leiter ist der elektrische Anschluss am Ende der dem Kern am nächsten liegenden Wicklung. Eine verbreitete Lösung besteht darin, ein versenktes Kontaktloch wie in Abb unten gezeigt zu verwenden. Das Diagramm zeigt eine Wicklung mit sechs Windungen, die durch einen Oberleiter mit drei Windungen und einen Unterleiter mit drei Windungen gebildet wird, die durch ein Kontaktloch verbunden sind. Die zwei Enden der Wicklung können auf diese Weise bequem außerhalb des Kerns platziert werden. Oberer Leiter mit Unterer Leiter mit Wicklung mit 3 Windungen 3 Windungen 6 Windungen Abb. 1.50: Aufeinanderfolgende mehrlagige Planarleiter 58 68 Gehäusetypen von DC/DC-Wandlern Der folgende Abschnitt beinhaltet eine Übersicht über einige standardisierte Gehäusetypen von DC/DC-Wandlern. Weitere Informationen zur Pin-Anordnung, zu Pin-Durchmessern und -Toleranzen bieten die Datenblätter des Herstellers. Ein Kennwert, der normalerweise für den Gehäusetyp verwendet wird, ist die Art und Weise, wie die Anschlusspins angeordnet sind, somit besitzt ein SIL- (Single In Line) oder SIP- (Single In-line Pins) Gehäuse eine einzige Reihe von Pins und ein DIL- (Dual In Line) oder DIP- (Dual In-line Pins) Gehäuse zwei Reihen Kontakte. Das SIP-Gehäuse wird allgemein für isolierte Kleinleistungswandler (< 2W) und nicht isolierte DC/DC-Wandlern verwendet, während das DIP-Gehäuse häufiger für Kleinleistungswandler < 10W verwendet wird. Der Hauptgrund für den Unterschied von Gehäusetypen ist das Gewicht des Wandlers. Ein Wandler für besonders kleine Leistungen < 2W wiegt nur ca. 3g, weshalb durch Schwingungen verursachte Pinbrüche selten sind. Kleinleistungswandler > 2W sind etwas schwerer. Sie wiegen ca. 30g und benötigen zwei Reihen von Pins, um die mechanische Festigkeit zu gewährleisten. Hochleistungswandler (> 10W) können signifikante Ausgangsströme mit niedrigen Ausgangsspannungen haben und werden normalerweise mit Metallgehäusen ausgestattet, um eine zusätzliche Wärmeabfuhr zu ermöglichen. Daher benötigen sie dickere Anschlusspins, um höheren Strom leiten und zusätzliches Gewicht tragen zu können. Die Kennwerte, die üblicherweise für höhere Leistungswandler verwendet werden, sind die Gehäusegrößen in Zoll. Verbreitete Größen sind z. B. 1" 1", 2" 1", 1,6" 2" und 2" 2". In den USA sowie in der Telekommunikationsbranche ist eine Gehäusegröße verbreitet, die auf dem "Ziegel"format basiert. Ein Ziegel (engl. brick) entspricht den Maßen 2,4" 6" 0,5" bzw. 61mm 116,5mm 12mm und wird u. a. als Bezugsmaß für DC/DC-Wandler verwendet. Verschiedene Modelle im Ziegelformat werden in binären Brüchen von Ziegeln, wie z. B. Halb- (hafl-brick), Viertel- (quarter-brick), Achtel- (eight-brick) oder Sechszehntel ziegel (sixteenth-brick), angegeben. Um eine Austauschbarkeit von Wandlern zwischen Herstellern zu ermöglichen, wurden verschiedene Versuche unternommen, die Wandlergrößen und Pin-outs zu standardisieren, insbesondere durch die DOSA (Distributed-power Open Standards Alliance) und die Konkurrenz POLA (Point Of Load Alliance), die sich beide auf digitale Point-Of-Load- und ratiometrische Wandler konzentrieren. Doch die meisten Hersteller bieten einfach ein Sortiment von Standard-Pinout-Optionen für jede der Wandlerserien an, um die Produkte ihrer Konkurrenz abzudecken und einen 1:1-Ersatz für Sublieferanten zu ermöglichen. Da jedoch kein vereinbarter Standard für die Nummerierung der Pins existiert (manche beginnen in der oberen linken Ecke von oben gesehen, manche wählen den PCB-Standpunkt, manche schließen optionale Pins in die Nummerierungsfolge ein, die anderen machen es nicht), ist oft ein sorgfältiger Vergleich zwischen Datenblättern erforderlich, um Pin-Kompatibilität zu gewährleisten. 59 69 Im Folgenden stellen wir eine kleine Auswahl von Gehäusetypen aus dem Portfolio von RE- COM vor, um einen Eindruck der Vielfalt verfügbarer Ausführungsoptionen zu geben. SIP3 SIP3 (B case) gehäuselose SMD Ausführung SIP4 SIP4 (Micro) gehäuselose Ausführung mit Pins SIP7 SIP8 1" 1" Metallgehäuse DIP6 SMD 2" 1" Metallgehäuse DIP24 DIP24 SMD DIP24 Metallgehäuse 60 70 2. Regelschleifen 2.1 Einleitung Einige der wichtigsten Entwicklungskriterien in der Konstruktion von DC/DC-Wandlern sind Berechnungen und Methodiken, die zur Auslegung der Rückkopplungsschleifen der Regelung eingesetzt werden. Werden Schleifenparameter nicht korrekt berechnet, kann der Wandler Instabilität und Regelungsfehler aufweisen. Die Funktion einer Rückkopplungsschleife in einem DC/DC-Wandler besteht darin, den Ausgang bei einer fixen Größe, die nur vom Referenzwert abhängt, zu halten, d. h. sie ist unabhängig von Last-, Eingangsspannungs- oder Umweltabweichungen. Das klingt einfach und ist unter statischen oder sich langsam ändernden Bedingungen tatsächlich auch relativ einfach zu erfüllen. Um jedoch dynamische oder stufenweise Änderungen zu bewältigen, wird die Rückkopplungsschleifenkonstruktion sehr kompliziert. Einer der wichtigsten Kompromisse, der gemacht werden muss, ist die Bilanz zwischen einem ausbalancierten Ausgang während des stationären Betriebs (niedrige periodische Ausregelungsabweichungen, kleine Totzone und hohe Regelgenauigkeit) und adäquater Reaktion auf dynamische Betriebsbedingungen (schnelle Reaktion auf Änderungen, kurze Ausregelzeit und niedriges Überschwingen). Außerdem muss der Regelkreis unter allen Betriebsbedingungen, einschließlich des Niedriglastoder sogar des lastfreien Betriebs, stabil sein. Die Rückkopplungsschleifenkonstruktion ist deshalb einer der Hauptfaktoren, die die Gesamtarbeitscharakteristik des Wandlers bestimmen. 2.2 Entwurf von Wandlern ohne Regelung Nicht alle DC/DC-Wandler verwenden eine Rückkopplung. Der ungeregelte Push-Pull-Wandler (Royer Topology) aus dem Beispiel in Abb hat keine Regelung. Der freilaufende Oszillator läuft bei einer Frequenz, die nur durch physikalische Eigenschaften des Transformators und die Eingangsspannung bestimmt ist, gemäß folgendem Verhältnis: VIN = 4 NP B AE ƒ Gleichung 2.1: Transformatorgleichung wobei NP die Anzahl der Primärwindungen ist, B ist die Sättigungsflussdichte und A E der Transformatorquerschnitt. Die Formel kann wie folgt zur Frequenz ƒ umgeformt werden: VIN ƒ = 4 NP B AE Gleichung 2.2: Umgeformte Transformatorgleichung Der Faktor 4 unterscheidet sich von der Standard-Transformatorgleichung, die 4,44 verwendet, weil der Royer-Oszillator eine Rechteckwelle und kein sinusförmiges Signal erzeugt. Die Ausgangsspannung hängt vom Windungsverhältnis der Windungsanzahl auf der Primärwicklung N P zur Windungsanzahl auf der Sekundärwicklung N S ab: 61 71 NP NS VIN = VOUT Gleichung 2.3: Übersetzungsverhältnis Aus diesen Abhängigkeiten ist ersichtlich, dass weder die Ausgangsspannung noch die Arbeitsfrequenz fixiert ist und dass beide von der Eingangsspannung abhängen. Deshalb sollen ungeregelte DC/DC-Wandler idealerweise nur mit geregelten Eingangsspannungen verwendet werden. In der Praxis gibt es verborgene Rückkopplungs-Mechanismen, die die Arbeitsleistung des Royer-Oszillators gegenüber der theoretisch vorausgesagten verbessern. Alle Primär-, Sekundär- und Rückkopplungswicklungen weisen infolge von Streuinduktivität und Kopplungskapazitäten eine Wechselwirkung miteinander auf. Wicklungen können auch am Kern angeordnet werden, um diese Wechselwirkungen zu erhöhen oder zu verringern oder sogar um eine Wicklung von der anderen abzuschirmen. Ungeregelte Wandler können z. B. durch Wickeln der Sekundärwicklung zwischen die Primär- und die Rückkopplungwicklungen kurzschlusssicher realisiert werden, sodass kurzgeschlossene Ausgangswindungen eine Art Schirm gegen die Kopplung der Primär- zur Sekundärwicklung bilden. Der Wandler setzt seine Schwingungen fort, wenn der Ausgang kurzgeschlossen wird, jedoch erfolgt dies unter einer stark reduzierten Leistung, welcher die Schalttransistoren standhalten können. Die Temperatur des ungeregelten Wandlers erhöht sich beim Vollkurzschluss zwar, er bleibt jedoch funktionstüchtig. Ist der Kurzschluss beseitigt, setzt der Wandler seinen Normalbetrieb mit voller Leistung fort. 2.3 Regelungen Die Abhängigkeit der Ausgangs- von der Eingangsspannung kann durch die Verwendung einer Rückführung eliminiert werden. Wichtig ist, dass ein Rückführkreis an einem Fehler- verstärker eingespeist wird, der den Ist-Ausgang mit dem gewünschten Wert vergleicht und zum Abgleich entsprechend korrigiert. Da die Korrektur immer in Gegenrichtung zum Fehler erfolgt (ist der Ausgang zu hoch, verringert sie ihn; ist der Ausgang zu niedrig, vergrößert sie ihn), wird die Rückführung als negativ bezeichnet ist. Wenn die Rückführungsschleife positiv ist, werden sämtliche Fehler verstärkt, und der Ausgang oszilliert oder stellt sich schnell auf den kleinsten oder größten Pegel ein. Eine der größten Herausforderungen bei der Entwicklung von Regelkreisen besteht darin, sicherzustellen, dass im transienten Betrieb keine positiven Rückkopplungsbedingungen auftreten können. Der Vorzug der Rückführung besteht darin, dass nicht nur die Eingangsspannungs- änderungen, sondern auch alle Änderungen in der Ausgangsspannung infolge eines Lastwechsels ausgeglichen werden. Eine einzige Rückführung korrigiert beide Situationen. Der andere Vorteil von geschlossenen Rückführungen besteht darin, dass Eingang und Aus- gang nicht dieselben Einheiten haben müssen. Eine Rückführungsschleife kann verwendet werden, um aus einer variablen Eingangsspannungsversorgung einen konstanten Strom- ausgang zu erzielen. Zur Veranschaulichung eines Feedback-Designs verwenden wir einen einfachen, nicht isolierten Buck-Wandler. Ein typisches Schaltbild könnte wie folgt aussehen: 62 72 V IN + - PWM Generator L 1 V OUT C 1 ESR A1 R F V REF R 1 R 2 Abb. 2.1: Vereinfachtes Schaltbild des Buck-Wandlers Was die Funktionsbaugruppen betrifft, kann Abb. 2.1 wie folgt reduziert werden zu: VIN VREF KPWR - KEA(S) KMOD 1 KFILT(S) 1 Abb. 2.2: Blockdiagramm der Feedbackschleife KFB VOUT Jede Funktionsbaugruppe besitzt einen Verstärkungsfaktor K. Die Leistungsschaltbau- elemente (power switching elements, FETs) besitzen einen Verstärkungsfaktor von K PWR, einen Ausgangsfilter gebildet aus L 1 und C 1 mit K FILT(S), und das Feedback-Element (Widerstandsteiler, gebildet aus R 1 und R 2 ) hat einen Verstärkungsfaktor K FB. Das Ge- samtrückmeldungssignal wird im Summierungspunkt mit der Vergleichsspannung V REF verglichen und der Fehler, durch den die Abweichung ermittelnden Fehlerverstärker A 1 mit dem Verstärkungsfaktor K EA(S) verstärkt, um den PWM-Modulator, der den Verstärkungsfaktor K MOD besitzt, zu regeln. Manche dieser Verstärkerbaugruppen haben eine hohe Verstärkung, und manche schwächen das Signal ab, der Gesamtverstärkungsfaktor des offenen Kreises (Summe aller Verstärkungen) ist jedoch positiv und beträgt üblicherweise etwa GOL = KPWR + KFILT(S) + KFB + KEA(S) + KMOD Gleichung 2.4: Verstärkungsfaktor der offenen Schleife Der einfache Schaltkreis (Abb. 2.1) besitzt durch den LC-Ausgangsfilter verursachte Resonanzen (Pole) bei folgender Frequenz: = 1 ƒpo 2π L1C1 Gleichung 2.5: Resonanzfrequenz des LC-Filters = 1 ƒzo 2π (ESR) C1 Gleichung 2.6: ESR-C-Resonanzfrequenz 63 73 Bei Frequenzen über ƒ PO verringert sich der Verstärkungsfaktor mit einer Geschwindigkeit von -40dB/Dekade aufgrund der LC-Charakteristik zweiter Ordnung des Ausgangsfilters. Der Punkt, in dem er die 0dB-Linie erreicht (Verstärkungsfaktor = 1 = 0dB), ist die Transitfrequenz (engl. crossover frequency) ƒc. Bei der Frequenz ƒ ZO ändert der Effekt des RC-Filters erster Ordnung infolge der ESR des Filterkondensators die Steilheit der Verstärkungskurve zu -20 db/dekade. Das Diagramm t Verstärkungsfaktor vs. Frequenz zeigt, dass sich Steilheit und Phase mit der Frequenz ändern: Gain -40dB 0dB C -20dB PO ZO 0 Phase Abb. 2.3: Normiertes Amplituden- und Phasendiagramm der Abb. 2.1 Das Phasendiagramm ist die Phasenveränderung zusätzlich zu den durch den invertierten Eingang des Fehlerverstärkers A1 verursachten 180. Wie sich anhand des Phasendiagramms erkennen lässt, ist der Schaltung bei der Übergangsfrequenz instabil, da die Phasendrehung insgesamt -180 oder -360 beträgt. Dies bewirkt, dass der Wandler in den positiven Rückkopplungsbereich wechselt und der Ausgang zu schwingen beginnt. Durch Erhöhung des Verstärkungsfaktors in der Fehlerverstärkerstufe kann die Frequenz, bei der der Gesamtverstärkungsfaktor gleich Null ist, in einen sichereren Bereich verschoben werden. Die Phasenreserve (die Differenz zwischen der Phase über allem und -180 bei der System-ƒ C ) und die Amplitudenreserve (Verstärkung des Systems bei -180 Phase) bestimmen, wie stabil die Feedbackschleife ist (Abb. 2.4). 64 74 0dB C AMPLITUDEN RESERVE GAIN Frequenz 0 PHASE 180 PHASEN RESERVE Abb. 2.4: Amplituden- and Phasenreserven 2.4 Kompensation von Regelkreisen Je weiter die ausgewählte Systemtransitfrequenz (engl.: system crossover frequency) von der Transitfrequenz der Leistungsstufe (engl: powerstage crossover frequency) entfernt ist, desto stabiler ist der Ausgang (er weist bessere Amplituden- und Phasenreserven auf), desto langsamer ist jedoch das Übergangsverhalten. Eine Phasenreserve von ca. 45 gewährleistet eine gute Reaktion mit geringem Überschwingen, aber ohne Oszillation. Nun gibt es 2 Möglichkeiten um einen sicheren Betrieb zu gewährleisten: Man kann einerseits den Verstärkungsfaktor des Fehlerverstärkers für alle relevanten Frequenzen ausreichend hoch wählen die System-Transitfrequenz liegt dann in einem sicheren Bereich. Eine andere Möglichkeit ist eine frequenzabhängige Phasenverschiebung des Fehlerverstärkers anzustreben, was mittels Kompensation im Rückkopplungszweig des Fehlerverstärkers, welcher meist ein Operationsverstärker ist, erreicht wird. C 2Comp R 1 V REF R 2 - A1 + R F C 1Comp V FB V FB R 1 R 1Comp V REF R 2 R F - A1 + R Comp Abb. 2.5: unkompensierter (links) und kompensierter Fehlerverstärker (rechts) Die Kompensationskomponenten können so gewählt werden, dass sich die Phase umkehrt und bei der kritischen Transitfrequenz zur Phasenreserve addiert, um so die Stabilität zu erhöhen. Dabei muss der Ausgangsfilter nicht so stark gedämpft sein, wodurch die Reaktion des DC/DC-Wandlers auf die Transiente beschleunigt wird, ohne übermäßiges Überschwingen oder Oszillation zu riskieren. 65 75 R F + R Comp R 1 + R 1Comp POLE1 POLE2 R F R R F R 1 + R 1Comp NULL1 NULL PHASE 0-45 Frequenz -90 Abb. 2.6: Amplituden- und Phasenverhältnisse des kompensierten Fehlerverstärkerschaltkreises aus Abb. 2.5 GAIN (db) k 10k Die gestrichelte Linie zeigt die Amplitude und Phase gegenüber der Frequenz für einen Fehlerverstärker mit zusätzlicher Verstärkung, aber ohne Kompensation. Die durchgezogene Linie ist die auf den Ausgleichskomponenten beruhende zusätzliche Amplituden- und Phasenverschiebung. Der maximal mögliche Anstieg gegenüber der Phase aufgrund der Kompensation beträgt 180 (von -90 bis +90 ), wobei mehrere Pole und Nullen eingesetzt werden können, um Nullen und Pole des Ausgangsfilters auszugleichen. PHASE ( ) Durch entsprechende Auslegung kann die Reaktion auf den Lastwechsel oder Eingangsspannungssprünge um Faktor 3 oder 4 beschleunigt werden, ohne die Stabilität der Feedbackschleife im Ruhezustand zu beeinträchtigen. Abb. 2.7: Kompensierte (durchgezogene Linie) im Vergleich zur einpoligen (gestrichelte Linie) Feedbackschleifencharakteristik für den Schaltkreis aus Abb 76 2.4.1 Instabilität der rechten Halbebene In Topologien, die die Ausgangsinduktivität mit einem Dauerstrom durch eine Diode betreiben, wie z. B. Boost-, Buck-Boost-, Flyback- und Eintaktflusswandler, bewirkt die Leitungszeit der Diode eine Verzögerung in der Feedbackschleife. Nimmt die Last plötzlich zu, muss das Tastverhältnis vorübergehend vergrößert werden, um mehr Energie in die Spule zu übertragen. Ein hohes Tastverhältnis gibt der Diode jedoch weniger Zeit (toff) zum Leiten, sodass sich der Diodendurchschnittsstrom während toff faktisch verringert (Abb. 2.8, links). Da der Ausgangsstrom durch die Diode versorgt wird, verringert sich auch der Ausgangsstrom. Dieser Zustand bleibt erhalten, bis der durchschnittliche Spulenstrom langsam ansteigt und der Diodenstrom seinen richtigen Wert erreicht hat. I D (t) I D (t) I OUT Leitungszeit der Diode I OUT I OUT Leitungszeit der Diode t ON t OFF t ON t ON T T Abb. 2.8: RHP-Phänomen Dieses Phänomen, bei dem der Diodenstrom zuerst sinken muss, bevor er ansteigen kann, ist als Instabilität der rechten Halbebene (RHP= Right Half Plane) bekannt, da der Ausgangsstrom mit dem Tastverhältnis vorübergehend 180 außer Phase ist. Zum Beispiel tritt eine vorübergehende zusätzliche Null in einem einfachen Boost-Wandler (Abb. 1.13) wie folgt ein: ƒrhp,zero = 2π RL L1 (1 δ ) 2 Gleichung 2.7: Nullberechnung für die rechte Halbebene (RHP) Es ist fast unmöglich, RHP-Instabilität auszugleichen, insbesondere weil sich die Nullstelle mit dem Laststrom ändert. Die Lösung besteht in einer Feedbackschleife mit einer Transitfrequenz, die deutlich unter der niedrigsten Frequenz liegt, bei der RHP-Nullen entstehen (dies hat den Nachteil, dass die Reaktionszeit des DC/DC-Wandlers auf Lastwechsel verringert wird), oder darin, im Buck-Boost-Wandler diskontinuierlichen Betrieb (DCM = discontinuous mode) zu verwenden, um das Problem vollständig zu beseitigen. 2.5 Kompensation von Subharmonischen Ein weiterer potentieller Grund für die Instabilität der Feedbackschleife ist die subharmonische Instabilität. Die Grundursache ist der PWM-Komparator, der die Pegel des Feedbacksignals mit der Timing-Sägezahnspannung vergleicht (siehe Blockschaltbild 1.40). Das Problem kann auftreten, weil die Energie in den Induktivitäten nicht mit jedem Schaltzyklus vollständig entladen wird, sodass der Strom zur falschen Zeit in den Feedbackkreis zurückfließt, oder 67 77 einfach infolge von Schaltstörungen an den Eingängen der Komparatoren. Der Effekt ist der gleiche: Der PWM-Modulator erzeugt Bifurkations- oder Doppelschwebungen. Abb. 2.9: Subharmonische Instabilitätswellenform Die Lösung des Problems der subharmonischen Instabilität heißt Slope Compensation. Eine künstliche Rampenwellenform (üblicherweise aus dem Anstieg des Stroms in der Induktivität oder manchmal direkt aus der Spannung des Timing-Kondensators abgeleitet) wird der Rückkopplungsspannung hinzugefügt, um eine Fehltriggerung oder Retriggerung des PWM-Komparators zu vermeiden. Abb. 2.10: Anstiegsausgleich (gestrichelte Linie) und Feedback-Signal (durchgezogene Linie) 2.6 Analyse der Schleifenstabilität in analogen und digitalen Regelkreisen Experimentelle Ermittlung der analogen Schleifenstabilität Die Stabilität von Rückkopplungsschleifen lässt sich unter Verwendung eines Bode- Plotters experimentell bestimmen. Um ein Störsignal in den Regelkreis zu senden, kann ein Sinusgenerator mit einem Übertrager verwendet werden. Die Frequenz der Sinuswelle wird dabei so lange erhöht, bis die Störung am Ausgang genauso hoch ist wie das Störsignal. Die Verstärkung beträgt dann 0dB, und somit muss die Störfrequenz die Transitfrequenz der Rückkopplungsschleife ƒ C sein.die Phasenverschiebung zwischen dem Stör- und dem Ausgangssignal ist die Phasenreserve. Durch weitere Erhöhung der Frequenz, bis die Phasenverschiebung -180 beträgt, lässt sich die Amplitudenreserve ermitteln. 68 78 + - PWM- Generator L 1 V OUT C 1 ESR 20R Signalgenerator A1 R F + - V REF R 1 R 2 zweikanaliges Oszilloscop Abb. 2.11: Konfiguration für experimentelle Ermittlung des Bodediagramms Ermittlung der analogen Schleifenstabilität unter Verwendung der Laplace-Transformation Eine Alternative zur Versuchsmethode ist die mathematische Ermittlung der Pole und Nullstellen. Dazu muss die Übertragungsfunktion des Wandlers bekannt sein. Für einen einfachen Buck-Wandler (Abb. 2.1) beträgt die Übertragungsfunktion: GS = 1 + RESR C1 S 1 + (L1/RLOAD + RESR C1) S + L1 C1 S 2 Gleichung 2.8: Übertragungsfunktion für Abb. 2.1 Der Buchstabe s weist darauf hin, dass die Variable frequenzabhängig ist. Die Übertragungsfunktion kann durch Verwendung der Laplace-Transformation (LT) gelöst werden, zuerst muss jedoch die Fourier-Transformation behandelt werden. Die Fourier-Transformation (FT) ist eine spezielle Form der LT. Fourier erkannte, dass jedes periodische Signal die Summe sinusförmiger Signale unterschiedliche Frequenz, Phase und Amplitude ist. Durch diese Transformation wird ein Signal vom Zeitbereich in den Frequenzbereich verschoben (und umgekehrt). Das Ergebnis einer Fourier - Transformation eines periodischen Signals ist dessen Spektrum. Abb ist die grafische Darstellung der Fourier-Reihe einer Rechteckwelle: Originalsignal Oberwellen Abb. 2.12: Grafische Darstellung der Fourier-Reihe einer Rechteckwelle 69 79 Die Fourier - Transformation ist eine Integralfunktion, wobei von minus bis plus unendlich integriert wird: F(ω ) = ƒ(t) e-jωt dt Gleichung 2.9: Fourier-Transformation Abgebildet auf die S-Domäne, ist die Variable von FT s = j ω. Die Ergebnisse sind nur imaginäre Variablen. Die Laplace-Transformation ist eine erweiterte Menge von FT. Die Variable von LT befindet sich in der komplexen Ebene. Die Integration fängt bei Nullstellen anstatt - an. Sie kann ebenfalls zur Analyse stufenförmiger oder halbunendlicher (semi-infiniter) Signale wie Pulse oder exponential abklingende Reihen verwendet werden. Die Laplace-Transformation kann wie folgt beschrieben werden: F(S) = ƒ(t) e -st dt 0 Gleichung 2.10: Pol-Nullstellen-Diagramm in der S-Domäne mit typischen Wellenformen Abgebildet auf die S-Domäne, ist die Variable von LT s = σ + jω. Durch Verwendung der LT lässt sich die Feedbackschleife mathematisch simulieren und in der S-Ebene ein Pol-Nullstellen-Diagramm erzeugen. Die vertikale Achse ist mathematisch imaginär, die horizontale real. Je höher man sich entlang der imaginären Achse nach oben oder unten bewegt, desto schneller vollziehen sich die Schwingungen. Je weiter man sich entlang der negativen realen Achse bewegt, desto schneller ist das Abklingen, und je weiter entlang der positiven realen Achse, desto schneller die Zunahme. Á(s) O Â(s) stabiler Bereich instabiler Bereich Abb. 2.13: Pol-Nullstellen-Diagramm in der S-Domäne mit typischen Wellenformen 70 80 Nullstellen liegen immer auf der realen Achse. Komplex konjugierte Polpaare in der linken Hälfte der s-ebene werden kombiniert, um eine Reaktion zu erzeugen, die eine abklingende sinusförmige Schwingung der Form ist. Ein Polpaar, das auf der imaginären Achse ±jω liegt (das heißt, ohne reale Komponente), erzeugt Schwingungen mit konstanter Amplitude. Der Abstand eines Pols vom Referenzpunkt 0 zeigt an, wie gedämpft die Reaktion ist: je näher zum Referenzpunkt, desto langsamer die Geschwindigkeit der Dämpfung. Wenn ein Pol am Referenzpunkt liegt, bedeutet dies, dass das System als DC funktioniert. Wenn der Pol auf der rechten Ebene (right hand plane) liegt, ist das System instabil (daher kommt der Begriff RHP-Instabilität, wie in Abschnitt beschrieben) Ermittlung der digitalen Schleifenstabilität mit Hilfe bilinearer Transformation Wird ein digitaler Signalprozessor zur Kompensation der Feedbackschleife verwendet, kann die Stabilität der digitalen Schleife aus der Laplace-Transformation unter Verwendung einer weiteren Transformation zur Korrektur der Abtastfrequenz ermittelt werden. Da das Eingangssignal in einem digitalen System nicht mehr zeitlich kontinuierlich ist, müssen die Werte der S-Ebene mit Hilfe der bilinearen Transformation (Tustin-Verfahren) in die zeitdiskreten Werte der z-ebene umgewandelt werden. Das Ergebnis dieser Funktion ist, dass der stabile Bereich der z-ebene ein Kreis mit dem Radius = 1 (Einheitskreis) wird. Á(z) An diesem Punkt, z = e jw w w=0 Â(z) An diesem Punkt, w = p = -p Einheitskreis (wobei z = 1) Abb. 2.14: Einheitskreis in der z-ebene Der äußerste rechte Rand des Kreises (ω = 0) stellt DC dar. Der äußerste linke Rand des Kreises stellt die Faltungsfrequenz (engl.: aliasing frequency) dar. Alle Pole, die außerhalb des Kreises liegen, sind instabil. Die Pole der Feedbackschleife können jetzt in der z-ebene punktweise aufgezeichnet werden, die Positionen der Pole repräsentieren die Reaktion normalisiert auf die Samplingrate, und nicht auf die kontinuierlichen Zeit wie in der s-ebene. 71 81 Digitale Kompensation setzt erstens voraus, dass die DSP-Samplingfrequenz wesentlich größer ist als die Transitfrequenz des Systems, sodass sämtliche Simulationen akkurat sind. Es gibt zwei verbreitete Herangehensweisen zur Ermittlung der Kompensationswerte: Redesign und direktes Design. Bei der digitalen Umgestaltung wird ein lineares Modell eines Schaltreglers entworfen, wobei die Kompensation der Feedbackschleife auf konventionelle Weise in der S-Domäne erfolgt. Die Ergebnisse der analogen Kompensation werden in der Z-Domäne abgebildet, um die Darstellung der digitalen Kompensation zu vervollständigen. Im Falle der direkten Gestaltung wird das diskrete Modell eines Schaltwandlers vollständig simuliert und die Kompensation direkt in der Z-Domäne berechnet. Dies erfordert exakte Modelle der Analogteile unter Verwendung von Programmen wie SpiceTM oder MatlabTM. Das Ergebnis beider Methoden ist dasselbe: eine in der Informationstabelle gespeicherte Matrix von Werten. DSP oder μc nehmen dann das digital umgesetzte Eingangssignal, fügen es in die Rechenmatrix ein und geben den resultierenden Wert entweder als analoges Signal oder, häufiger, als direkten PWM-Signal aus. In letzterem Fall werden der Komparatorund PWM-Schaltkreis ebenfalls in digitaler Form umgesetzt. Dies beseitigt analoge Regelkreisfehler, die aus dem Anstiegsausgleich und der RHP-Instabilität entstehen. Wenn eine andere Reaktion der Kompensation der Rückkopplung erforderlich ist, um eine andersartige Funktionsweise hervorzubringen, kann der digitale Controller reibungslos zwischen den Informationstabellen umschalten, ohne einen der Ausgangswerte zurückzusetzen eine Eigenschaft, mit der analoge Controller nicht mithalten können. Auf diese Weise müssen bei der Wahl der Ausgleichs-Charakteristik weniger Kompromisse gemacht werden. Es ist diese Freiheit von Kompromissen und diese Fähigkeit, rasch zwischen schneller Reaktion auf Sprünge und stabilem Ausgangswert umzuschalten, die digitale Regelschleifen so attraktiv machen. Da der Preis der Mikrocontroller laufend fällt, verwenden immer mehr DC/ DC-Wandler volldigitale oder hybride Feedback-Schleifen-Regler. 72 82 2.6.4 Digitale Regelschleifen Q 3 Q 2 L Q 5 C V IN Sense Q 6 I OUT Sense V OUT Sense Q 4 Q 1 PWM1 MICRO CONTROLLER PWM3 + A1 - PWM2 SOLID STATE MACHINE + A2 - + A3 - + A4 - Temp. Sense EXT. Control ON/OFF Control Abb. 2.15: Mikrocomputer basierter DC/DC-Wandler Der Schaltkreis oben (Abb. 2.15) zeigt einen vereinfachten mikrocontrollergestützten DC/ DC-Wandler. Die komplette Steuerung, d. h. sowohl die der Vollweggleichrichterbrücken-Leistungsstufe als auch die Synchrongleichrichtung am Ausgang, erfolgt digital. Der Mikrocontroller enthält Operationsverstärker. Das bedeutet, dass Messeingänge direkt am Mikrocontroller angeschlossen werden können. Da der Mikrocontroller Informationen bezüglich der Eingangsspannung, der Ausgangsspannung und des Ausgangsstroms erhält, ist es nicht erforderlich, Kurzschlüsse oder den Überlastbetrieb extern zu überwachen. Die Überwachung der Eingangsspannung ermöglicht sowohl ein kontrolliertes Anlaufen des Wandlers als auch einen programmierten Schutz vor Unterspannung mit adaptiver Hysterese. Der vierte Operationsverstärkereingang wird verwendet, um Überhitzung entweder innerhalb des DC/DC-Wandlers oder an der Last zu überwachen. Die Folgen einer Überhitzung sind laut vorgegebener Arbeitscharakteristiken in der Anwendung programmierbar, zum Beispiel Abschaltung und Neustart nach Abkühlung oder Leistungsbegrenzung zur Verringerung der Abwärme. Der Außendatenanschluss ermöglicht es, den Betriebsmodus operativ (on-the-fly) zu aktualisieren oder verschiedene vorprogrammierte Performance-Varianten auszuwählen. Darüber hinaus ermöglicht der bidirektionale Bus Fehlermeldungen und Zustandsaktualisierungen. 73 83 VIN-Überwachung Init A/D Interrupt Rücksetzung Soft- Start Temp. Überwachung PWM1 PWM 2 PWM 3 Impuls- Pausen- Regler Synchron Gleichrichter Systemsteuergerät Strom- PI- Regler Spannungs- PI- Regler EIN/AUS Ext. Steuerung Strommessung Spannungsmessung Abb. 2.16: Software-Flussdiagramm Abbildung 2.16 stellt den internen Ablauf schematisch dar. Um die korrekte Ansprechzeit in Echtzeit zu berechnen, werden in verschiedenen Regler-Unterprogrammen Matrix-Nachschlagetabellen verwendet. VOUT VOUT* = [ KP RA + (Ki/s) ] s 2 LC + (sc RA) + (KP RA) + (Ki/s) RA wobei, VOUT VOUT* RA = Innenschleife = Außenschleife = Proportionalverstärkung Stromkompensator Ki und KP können aus folgender Matrix abgeleitet werden: ω1 2 ω2 2 ω3 2 ω1 ω2 ω C RA x KP RA = Ki RA ω1 2 ω2 2 ω3 2 C RA + ω1 KP RA + Ki RA C RA + ω2 KP RA + Ki RA C RA + ω3 KP RA + Ki RA = ω1 3 LC ω2 3 LC ω1 3 LC Gleichung 2.11: Charakteristische Gleichung für Strombetriebsteuerung (CMC) Laut Betriebszustand kann das Systemreglerprogramm unterschiedliche Matrixtabellen einoder ausschalten. Der Vorteil eines digitalen Reglers besteht auch in einer sehr verringerten Stückliste (BOM) sowie in der intelligenten Regelung von Ausgangsspannung und -strom. 74 84 3. Datenblatt-Parameter richtig verstehen Jeder seriöse Hersteller liefert mit seinem Produkt ein technisches Datenblatt, das wenigstens wesentliche Performanceparameter, Abmessungen und die Pinbelegung detailliert aufzeigt. Jedoch ist für den Vergleich zweier verschiedener DC/DC-Wandler anhand der Datenblatt-Informationen häufig mehr Interpretation gefragt, als ein einfacher Vergleich von Zahlenwerten. Das Problem besteht darin, dass viele Spezifikationen miteinander zusammenhängen, sodass eine Festlegung bestimmter Kenndaten erforderlich ist. Das heißt, dass spezifische Werte wie die Umgebungstemperatur oder Eingangsspannung während der Messung der betrachteten Performance-Werte konstant sein müssen. Zum Beispiel wird eine Lastkennlinie mit Nenneingangsspannung und einer Umgebungstemperatur von 25 C erstellt und ist über einen spezifizierten Lastbereich gültig. Aber unter Herstellern gibt es keine vereinbarten Normen über die Festlegung der Parameter, sodass einige von ihnen z.b. Regelparameter für den ganzen Lastbereich von 0% bis 100%, andere für den Lastbereich von 10% bis 100% und noch andere für den Lastbereich von 20% bis 80% der Last bestimmen. Dies bedeutet, dass eine Lastregelungs-Spezifikation von ±5% für den Lastbereich von 10% bis 100% nicht unbedingt schlechter sein muss als die des Konkurrenzwandlers mit einer Lastregelungs-Spezifikation von ±3% für den Lastbereich von 20% bis 100%. Ebenso ist ein Wandler mit Zuverlässigkeitsanforderungen von 1 Million Stunden nach MIL-HDBK-217E nicht obligatorisch zuverlässiger als ein Wandler mit nur 800 Tausend Stunden nach MIL-HDBK-217F oder ein anderer Wandler mit nur 400 Tausend Stunden nach Bellcore/Telcordia. Ist der Hersteller etwas kreativ in der Anwendung dieser fehlenden Standardisierung, so kann er sein Produkt bestmöglich darzustellen. Ein klassisches Beispiel ist die Spezifikation der Ausgangsrestwelligkeit(output ripple and noise specification), die normalerweise in Millivolt Spitze zu Spitze (mvp-p) angegeben wird. Ist ein Wandler mit 50 mvp-p besser als einer mit 100mVp-p? Wohl nicht, wenn das Kleingedruckte auf der Rückseite des Datenblatts festlegt, dass die Messung des ersten Wandlers um den Ausgang zusätzlich zu filtrieren mit einem 47-μF-Elektrolytkondensator parallel mit einem 0,1-μF-MLCC an den Ausgangspins ausgeführt wurde, die Spezifikation des zweiten Wandlers aber ohne jegliche externe Beschaltung durchgeführt wurde. Um eine zuverlässige, reproduzierbare Messung zu erhalten, können in einigen Fällen zusätzliche Filterkomponenten erforderlich sein. Der Kunde sollte aber wissen, dass die Art und Weise, wie die Messung durchgeführt wird, den Messwert beeinflusst und der Vergleich zwischen zwei Wandler-Spezifikationen nur dann vollzogen werden kann, wenn beide bekannt sind. In vielen Fällen muss der Kunde die kritische Spezifikation, um die es geht, unter Verwendung des tatsächlichen oder erwarteten Betriebsmodus der Anwendung selbst messen. Zum Beispiel beinhalten Datenblätter normalerweise keine Wirkungsgrad vs. Arbeitstemperatur -Kurven (RECOM kann solche ausführlichen Informationen auf Anfrage liefern). 3.1 Messverfahren DC-Charakteristik Wie schon erwähnt, wird das elektrische Verhalten eines DC/DC-Wandlers durch viele unterschiedliche Kenndaten bestimmt, die im Datenblatt spezifiziert sind. Um einen Wandler schnell und wirksam zu charakterisieren und die Gültigkeit des Datenblattes zu prüfen, ist es 75 85 häufig sinnvoll, eine Messmatrix zu verwenden, anhand derer verschiedene Last- und Eingangsspannungs-Kombinationen verglichen werden können. Test V IN I OUT V OUT 1 V IN,NOM I OUT,NOM V O1 2 V IN,NOM I OUT,MIN V O2 3 V IN,NOM I OUT,MAX V O3 4 V IN,MIN I OUT,NOM V O4 5 V IN,MIN I OUT,MIN V O5 6 V IN,MIN I OUT,MAX V O6 7 V IN,MAX I OUT,NOM V O7 V IN,NOM V IN,MIN V IN,MAX I OUT,NOM I OUT,MIN I OUT,MAX Nenneingangsspannung Minimale Eingangsspannung Maximale Eingangsspannung Nennausgangsstrom Minimaler Ausgangsstrom* Maximaler Ausgangsstrom wobei I OUT,MIN, 0% sein kann 8 V IN,MAX I OUT,MIN V O8 9 V IN,MAX I OUT,MAX V O9 Tabelle 3.1: Messmatrix I IN DC/DC- Wandler V IN + + VIN DMM + DMM VOUT Einstellbare Stromversorgnung Abb. 3.1: Messanordnung - I OUT V OUT Einstellbare Last Um gute und zuverlässige Messwerte ermitteln zu können, sollte der Benutzer einige grundlegende Sicherheitsvorkehrungen zur Durchführung der Messungen treffen. Beim Vorbereiten des Prüfaufbaus vergewissern Sie sich, dass die Kontakte zum DC/DC-Wandler entsprechend niederohmig sind. Häufig haben Messklemmen variable Kontaktwiderstände. Daher ist die beste Prüfanordnung ein "Kelvin"-Kontakt wie in Abb. 3.1 oben gezeigt, in der die Stromund Spannungskreise separat an die Pins angeschlossen sind. Häufig ist es beim Einsatz der Multimeter, um zwei oder mehr Messgeräte anzuschließen, verlockend, die 4mm langen Steckverbinder in Messbuchsen aufeinanderzustapeln, was aber zu wesentlichen Messfehlern führen kann. Jedes Messgerät soll wie oben gezeigt separat an den Wandlerpins angeschlossen werden. Um den DC/DC-Wandler zu belasten, können Hochlastwiderstände oder Hochlast- regelwiderstände verwendet werden. Eine elegantere Lösung besteht aber darin, elektronische Lasten zu verwenden. Um den Strom korrekt zu regulieren, bedürfen manche Elektroniklasten jedoch einer Mindesteingangsspannung, sodass für Wandler-Ausgangsspannungen unter 4V Hochlastwiderstände häufig die einzige Alternative sind. Eine Laborstromversorgung liefert eine gut einstellbare Stromversorgung. Vergewissern Sie sich jedoch, dass sie die notwendige Spannung und Strom liefern kann, um alle Eingangsprüfungsanforderungen abzudecken. Um V IN,MAX zu liefern, könnte es notwendig sein, mehrere Stromversorgungen zusammenzuschalten. Die Strombegrenzung soll so bestimmt werden, dass ausreichend Spannung verfügbar ist, um den DC/DC-Wandler zu versorgen, auch bei der niedrigsten Eingangsspannung. Schließlich prüfen Sie die Polarität vor dem Einschalten, denn die meisten DC/DC- Wandler besitzen keinen Verpolungsschutz! 76 86 3.2 Messverfahren AC-Charakteristik Einfach ein Oszilloskop zu nehmen, einen Standardprüfkopf an den Wandler anzuschließen und die Ergebnisse vom Bildschirm abzulesen, ist meist keine sehr zuverlässige Methode. Insbesondere wenn Störungsmechanismen und ihre Wechselbeziehungen noch unbekannt sind. Differentialbetrieb- (differential mode - DM) und Gleichtakt- (common mode - CM) Effekte können die Ablesewerte verzerren. Kapitel 5 beschreibt die DM- und CM-Störungen detaillierter, vorerst aber ist es ausreichend zu wissen, dass ein einfacher Oszilloskop-Tastkopf DM-Störungen zum größten Teil ignoriert, da er symmetrisch ist und an beiden Anschlüssen gleichzeitig angelegt wird, sodass die DM-Komponente der AC-Messung am Oszillogramm fehlt. Eine weitere Quelle von AC-Messfehlern ist die nutzbare Bandbreite des Oszilloskops. Oszilloskope weisen heute eine Eingangsbandbreite von 400MHz oder mehr auf. Eine nähere Untersuchung des Datenblattes zeigt jedoch, dass die Messung der Ausgangswelligkeit normalerweise innerhalb der Bandbreitengrenze von 20MHz ausgeführt wird einerseits, weil der CM-Anteil über 20MHz nicht sehr wesentlich ist, da es mit einem kleinen Kondensator leicht herausgefiltert werden kann, und andererseits soll die Messung nicht vom Typus oder Hersteller des Oszilloskops abhängig sein. Ein Oszilloskop, das ohne die 20MHz-Bandbreitenbegrenzungs-Option verwendet wird, wird deshalb immer höhere Ablesewerte liefern. Praktischer Hinweis Auch kann der Tastkopf selbst eine Fehlerquelle darstellen. Es sollte darauf geachtet werden, die Kabel zum Tastkopf möglichst kurz zu halten. Im Idealfall berührt die Tastkopfspitze den +-Pin, und der Masse-Pin berührt den Ring. Die mitgelieferte Masseklemme darf auf keinen Fall verwendet werden, da die durch den Masseleiter gebildete Schleife eine Antenne darstellt, die erhebliche Störsignale einfangen kann. Abb. 3.2a: Unkorrekte Messung von AC-Signalen Abb. 3.2a: Unkorrekte Messung von AC-Signalen Abb. 3.2b: Korrekte Messung von AC-Signalen Abb. 3.2b: Korrekte Messung von AC-Signalen 77 87 Wenn kein Tastkopf mit kurzen Kontakt-Strompfaden verwendet werden kann, ist der in Abb. 3.3 gezeigte Vorschlag von Nutzen. Die Impedanzanpassung mittels RC-Komponenten vermeidet zu hohe Reflexionssignale, die den Ablesewert verfälschen könnten. DC/DC-Wandler + - V DM 1uF 50 Ohm 50-Ohm-Koaxialkabel 50 Ohm 2.7µF Oszilloskop Praktischer Hinweis Abb. 3.3: Alternatives AC-Messverfahren Beachten Sie, dass die gemessene Wellenform durch den durch zwei 50-Ohm-Widerstände gebildeten Spannungsteiler halbiert wird, sodass die Werte des Oszillogramms verdoppelt werden sollten. Selbst bei passenden Komponenten sollte das Koaxialkabel möglichst kurz gehalten werden Messung des minimalen und maximalen Tastverhältnisses In einigen Anwendungen wäre es nützlich, mehr über die interne Taktung des DC/DC-Wandlers zu wissen, da das Tastverhältnis-Signal häufig nicht direkt von außerhalb des Moduls zugänglich ist. Mit etwas Übung kann man aus den am Eingang oder/und Ausgang meßbaren Störungen die Taktfrequenz etc. herauslesen. I IN (t) t T t ON V IN = V IN,MAX d MIN = (t ON / T)100% I IN (t) t t ON T V IN = V IN,MIN d MAX = (t ON / T)100% Abb. 3.4: Messung des Tastverhältnisses aus der Ausgangswellenform Das minimale Tastverhältnis δmin wird durch die Parameter V IN = V IN,MAX und IOUT = I OUT,MIN, das maximale Tastverhältnis δmax bei V IN = V IN,MIN und I OUT = I OUT,MAX bestimmt. Die Zeit T ist konstant, weil sie durch die Taktfrequenz des DC/DC-Wandlers festgelegt ist. Abb. 3.4 zeigt, wie das Tastverhältnis aus der Wellenform des Eingangsstroms ermittelt werden kann. 78 88 3.2.2 Ausgangsspannungsgenauigkeit Die Charakteristik der Ausgangsspannungsgenauigkeit, auch Sollwertgenauigkeit genannt, beschreibt die spezifizierte Toleranz der Ausgangsspannung. Normalerweise wird der Parameter in Prozent der Nennausgangsspannung angegeben, normalerweise bei Raumtemperatur, Volllast und Nenneingangsspannung. ACCV,OUT = VOUT - VOUT,NOM VOUT,NOM 100% Gleichung 3.1: Ausgangsspannungsgenauigkeit Abweichungen vom Sollwert der Ausgangsspannung ergeben sich aus Komponententoleranzen, insbesondere im Widerstandsteiler, der die Ausgangsspannung auf die Referenzspannung des PWM-Komparators absenkt (siehe Abb. 1.46). Für Ausgangsspannungen über 1,5VDC wird üblicherweise eine Bandgap-Spannungsreferenz von 1,22V verwendet (eine Bandgap-Spannungsreferenz verwendet zwei PN-Übergänge, die so angeordnet sind, dass der Temperaturkoeffizient eines Übergangs denjenigen des anderen ausgleicht und somit eine sehr stabile Referenzspannung schafft). Bei einer Ausgangsspannung von 5V hat der Widerstandsteiler ein Verhältnis von 3:1, sodass die Ausgangsspannungsgenauigkeit 3% beträgt, wenn Widerstandstoleranz 1% zugrunde gelegt wird. Anstelle des berechneten Widerstandswerts kann außerdem der nächstliegende Standardwert-Widerstand verwendet werden, was einen weiteren Fehler mit sich zieht. Einige geregelte Wandler haben einen Trim-Bereich, mit dem die Ausgangsspannung innerhalb eines bestimmten Bereichs angepasst werden kann, normalerweise ±10%. In diesem Fall wird die Spezifikation mit offenem Abgleichpin (unbenutzt) verwendet. Ungeregelte Wandler haben eine Ausgangsspannung, die lastabhängig ist. Wenn die Nennausgangsspannung bei 100% Last definiert würde, wäre die Ausgangsspannung für alle Lasten unter 100% höher als die Nennspannung, was den Nutzlastbereich des Wandlers reduzieren könnte. Deshalb wird die Ausgangsspannung normalerweise zwischen ca. 60% bis 80% der Last festgelegt (siehe Abb. 1.31). Im Volllastbetrieb liegt die Ausgangsspannung somit immer etwas unter V NOM Temperaturkoeffizient der Ausgangsspannung Obwohl die innere Bandgap-Spannungsreferenz eine sehr stabile Spannung über den Betriebstemperaturbereich aufweist, kann es zu Abweichungen kommen. Der Gesamttemperaturkoeffizient (TC) der Ausgangsspannung wird als relative Abweichung der Ausgangsspannung bei Ober- und Untergrenze des Betriebstemperaturbereichs im Vergleich zur Nennausgangsspannung bei Raumtemperatur bestimmt. Normalerweise werden die Daten in %/C oder ppm/k angegeben (ppm = parts per million = Teile je Million). Üblicherweise sind Temperaturkoeffizienten bei niedrigen Temperaturen positiv und bei hohen Temperaturen negativ. Um den TC zu bestimmen, ist eine Thermokammer, die die notwendigen Umgebungstemperaturen erzeugen kann, erforderlich. Bei Raumtemperatur TRT wird die Nennspannung V OUT (T RT ) unter Nennlast gemessen, nachdem der DC/DC-Wandler, um eine Temperaturstabilisierung zu erzielen, für eine Wartezeit von 20 Minuten warmgelaufen ist. 79 89 Ein entsprechendes Verfahren findet bei den oberen und unteren Grenzwerten des Betriebstemperaturbereichs Verwendung. Die Berechnung von TC erfolgt laut unten stehender Gleichung. TC(T) [%/C] = oder TC(T) [ppm/k] = VOUT(T) 100%, VNOM T = VOUT(T) - VOUT(TRT) VOUT(TRT) TRT - T VOUT(T) 10 6 VNOM T = VOUT(T) - VOUT(TRT) VOUT(TRT) TRT - T Gleichung 3.2: Berechnung des Temperaturkoeffizienten Ein typischer TC Wert beträgt ±0,02%/C. Dies bedeutet: Wenn die Ausgangsspannung einen Nennwert von 25 C hat, reduziert sich die Spannung um 1 % bei +75 C und erhöht sich um 1% bei -25 C Lastregelung Die Lastregelung (engl.: load regulation) wird als die maximale Abweichung der gemessenen Ausgangsspannung über den zulässigen Lastbereich von der Mindestlast (minimum load - ML) bis zur Volllast (full load - FL), angegeben in Prozent, definiert. Die Eingangsspannung wird normalerweise am Nennwert VNOM konstant gehalten. Es ist zu beachten, dass für viele Wandler eine minimale Last erforderlich ist, um eine korrekte Regulierung zu gewährleisten, und Überlastschutz kann vorhanden sein, weshalb es nicht zulässig ist, die Lastregelungskurve über ML oder FL hinaus zu extrapolieren. Normalerweise ändert sich die Ausgangsspannung mit dem Laststrom linear, weshalb nur zwei Messpunkte innerhalb des angegeben Lastbereichs zur Berechnung der Lastregelung notwendig sind. Wenn die Spezifikationen mit einem Nennstrom von beispielsweise 80 % des Maximums erstellt werden, so kann die Lastregelung auf drei verschiedene Arten gemessen werden: die Ausgangsspannungen unter ML und unter Halblast (Halblast = (ML +FL)/2), die Ausgangsspannungen unter FL und unter Halblast oder Ausgangsspannungen unter ML und FL, wobei alle in etwa dasselbe Ergebnis ergeben sollten. Diese unterschiedlichen Berechnungen sind aufgrund der in Abb. 3.1 gezeigten Prüfanordnung und des in Tabelle 3.1 dargestellten Messverfahrens möglich. Die folgende Gleichung zeigt das Ergebnis, das auf Messungen, die mit ML und FL durchgeführt wurden, basiert: VOUT,ML - VOUT,FL REGLOAD = 100% VOUT,FL = 100% V03 - V02 V02 Gleichung 3.3: Berechnung der Lastregelung Wenn das Datenblatt die Ausgangsspannungsgenauigkeit (OVA)-Kurve bei 50% der Last bestimmt und eine Lastregelung von ±1% festgelegt wird, beträgt die relative Änderung der Ausgangsspannung unter Volllast -1%, und unter der minimalen Last beträgt sie +1%. Somit kann die gemessene Ausgangsspannung um bis zu 1% oberhalb oder unterhalb der OVA-Kurve liegen. Das kann verwirrend sein, wenn die Ausgangsspannungsgenauigkeit unter Volllast bestimmt wird, da dann das Lastregelungsergebnis nur negativ sein kann, gemeinhin ist immer noch ein ±-Prozentsatz angegeben. 80 90 Dies bedeutet, dass wenn die Lastregelung bei ±1% (und OVA = 100% Last) bestimmt wird, kann die gemessene Spannung nur gleich sein wie die OVA-Kurve oder bis zu 1% darunter liegen. Das ist tatsächlich doppelt so genau wie die erste Definition. Ungeregelte Wandler verwenden die Abweichung vs. Last, gemessen mit Nenn-VIN, um zu bezeichnen, wie sich die Ausgangsspannung bei den jeweiligen Lastsituationen ändert, da sie weder konstante Last- noch Netzregelung (line regulation = Ausregelung von Änderungen der Eingangsspannung) haben Kreuzregelung Dieser Parameter trifft nur für Wandler mit bipolaren oder Mehrfachausgängen zu. Ein Ausgang wird unter Volllast betrieben, und der andere hat eine niedrigere Last, normalerweise 25% (Kleinlast). Dann werden die Lasten so geschaltet, dass der erste Ausgang 25% und der zweite 100% Last hat. Die Kreuzregelung in Prozent wird aus derjenigen der beiden Gleichungen abgeleitet, die den höchsten Wert ergibt: VOUT1,LL - VOUT2,FL REGCROSS,1 = 100% VOUT2,FL VOUT2,LL - VOUT1,FL REGCROSS,2 = 100%, VOUT1,FL wobei FL = Vollast, LL = Kleinlast Gleichung 3.4: Berechnung der Kreuzregelung Eingangsspannungs-Regelung Mit Eingangsspannungs - Regelung wird die Abweichung der Ausgangsspannung bei Änderungen der Eingangsspannung zwischen ihren Grenzen Vmin und Vmax bezeichnet (line regulation), gleichgültig, um welche Art von Schaltregler und welche Art der Versorgung es sich handelt. Die Last wird hierbei konstantgehalten, i.a. auf ihrem Maximalwert. Die Eingangsspannungsregelung wird in Prozent Abweichung der Ausgangsspannung vom Nennwert angegeben. Auch hier kann i.a. angenommen werden, daß die Abhängigkeit linear ist. Die nachstehende Gleichung geht von einer Messung bei der minimalen Eingangsspannung VL und der maximalen VH aus: VOUT,VH - VOUT,VL REGLINE = 100% VOUT,VN = 100% V09 - V06 V03 Gleichung 3.5: Berechnung der line regulation Die Nenneingangsspannung wird normalerweise ungefähr in der Mitte des Eingangsspannungsbereichs definiert. Wenn die line regulation im Datenblatt also z. B. als ±1% festgelegt wird, bedeutet dies, dass eine Änderung der Eingangsspannung von VN zu VH ein Ansteigen der Ausgangsspannung von +1% und eine Änderung der Eingangsspannung von VN zu VL ein Absinken der Ausgangsspannung von -1% bewirkt. 81 91 Ungeregelte Regler können, wie im Namen bereits klar festgelegt, keine Regelung der Ausgangsspannung bei Änderung der Eingangsspannung sicherstellen. Für eine festgelegte Last nimmt die Ausgangsspannung mit der zunehmenden Eingangsspannung zu und mit der abnehmenden Eingangsspannung ab. Das Verhältnis ist jedoch normalerweise nicht 1:1. Eine Änderung der Eingangsspannung von 1% ruft nicht unbedingt eine entsprechende Änderung von 1% im Ausgang hervor. Die Wirkung der Eingangsspannung auf die Ausgangsspannung wird bei Volllast im Format x %/1% von VIN bestimmt. Wenn die line regulation eines ungeregelten Wandlers z. B. als 1,2%/1 % von VIN angegeben wird, nimmt die Ausgangsspannung um 1,2% für jede Vergrößerung der Eingangsspannung um 1% zu Ausgangsspannungsgenauigkeit im ungünstigsten Fall Der ungünstigste Fall ist die Kombination der Grenzwerte der Ausgangsspannungsgenauigkeit, der Lastregelung über den verwendeten Lastbereich, der line regulation im verwendeten Eingangsspannungsbereich und der Temperaturkoeffizient. Da sich die Fehler aufaddieren, wirkt sich die Reihenfolge, in der die Berechnung durchgeführt wird, aus. Normalerweise kann jeder Fehler jedoch separat bearbeitet werden, um eine erste Annäherung der Ausgangsspannungsgrenzen zu ermitteln: VOUT,MIN = VOUT,NOM [1 - ACCV,OUT - REGLOAD - REGLINE - TC TRT - TMAX ] VOUT,MAX = VOUT,NOM [1 + ACCV,OUT + REGLOAD + REGLINE + TC TRT - TMIN ] Gleichung 3.6: Ausgangsspannung im ungünstigsten Fall Wenn zum Beispiel die Nennausgangsspannung 5V, die Ausgangsspannungsgenauigkeit = ±2%, die Lastregelung ±0,5%, die line regulation ±0,3% und der Temperaturkoeffizient über dem Arbeitstemperaturbereich +1,2 %/-1,3 % beträgt, dann: VOUT,MIN = 5 x ( ) = V VOUT,MAX = 5 x ( ) = V Berechnung des Wirkungsgrades Der Wirkungsgrad wird durch das Verhältnis der Ausgangs- zur Eingangsleistung angegeben. Im Leerlauf (Last = 0) ist der Wirkungsgrad immer gleich Null. Typisch ist die Angabe in Prozent, er kann aber auch als normalisierte Zahl ( 1) angegeben werden. Normalerweise werden die Daten unter mehreren Bedingungen, wie Nenneingangsspannung und Volllast, bereitgestellt. Zur Veranschaulichung der Komplexität dieses Parameters zeigt Abb. 3.5 die Wirkungsgradkurven desselben DC/DC-Wandlers unter verschiedenen Messbedingungen. 82 92 WIRKUNGSGRAD (%) V 24V 36V WIRKUNGSGRAD (%) mA 1250mA 2500mA I OUT (A) Wirkungsgrad vs. Last für verschiedene Eingangsspannungen V IN (V) Wirkungsgrad vs. Eingangsspannung für unterschiedliche Lasten Abb. 3.5: Typische Wirkungsgradkurven des Wandlers (RP S) Eingangsspannungsbereich Der nutzbare Eingangsspannungsbereich des DC/DC-Wandlers wird durch die Eingangsspannungsgrenzen VL und VH bestimmt, zwischen denen der Wandler korrekt mit garantierter geregelter Ausgangsspannung arbeitet. Die meisten Wandler arbeiten auch außerhalb dieses Bereichs, können dann aber nicht alle Datenblatt-Spezifikationen erfüllen. Hochleistungswandler können eine Unterspannung (UVL)-Sperrschaltung, eine sogenannte undervoltage-lockout-schaltung, haben, die den Wandler ausschaltet, wenn sich der Eingangsstrom infolge einer zu niedrigen Eingangsspannung zu sehr erhöht. Das soll den Wandler vor zu hohen primärseitigen Strömen schützen. Manchmal sind absolute Maximalwerte, sog. absolute maximum ratings, im Datenblatt angegeben, um die maximale Eingangsspannung anzugeben, die der Wandler zulässt, bevor für die Komponenten im Wandler zerstörende Spannungsgrenzwerte überschritten werden. Praktischer Hinweis Der im Datenblatt angegebene Eingangsspannungsbereich gilt für Gleichspannungen. Häufig können aufgrund von Einschwingvorgängen höhere Eingangsspannungen auftreten, ohne dass Schäden entstehen. So besitzt z. B. der Schaltregler R mit einem Ausgang von 5V einen Eingangsspannungsbereich von 6,5V bis 32V und eine absolute maximale Eingangsspannung von 34V, hält einer kurzzeitigen Überspannung (surge) von 50 V für 100 ms stand und einer Transiente von 1 KVs für 50 us Eingangsstrom Der Eingangsstrom besteht aus zwei Komponenten, einer DC-Komponente (Durchschnittswert des Eingangsstroms) und einer AC-Komponente, dem sog. back ripple current. Die Messung des back ripple currents wird detailliert in Kapitel behandelt. 83 93 Die DC-Komponente des Eingangsstroms besteht ihrerseits aus zwei Komponenten, der Eingangsruhestrom (eng.: bias current) und dem Eingangsstrom infolge der Last. Um die Eingangsruhestromaufnahme zu ermitteln, kann die Last einfach getrennt werden. Dieser Eingangsruhestrom wird normalerweise auch als lastfreier Ruhestrom (I Q ) (engl.: quiescent current) bezeichnet. Dieser Strom entsteht, weil auch im Leerlauf der Taktgenerator im Wandler immer noch läuft und Leistung infolge der verschiedenen Schaltverlust- und Blindleistungen anfällt und interne Spannungsregler und Spannungsreferenzen arbeiten müssen, auch wenn kein Laststrom fließt. Der Eingangsruhestrom hängt von der Eingangsspannung und von der Umgebungstemperatur ab, weshalb I Q normalerweise bei V IN,NOM und 25 C Raumtemperatur gemessen wird. Wandler, die eine Ein-/Aus-Funktion- oder einen Stand-by-Betrieb haben, können den Eingangsruhestrom noch weiter verringern, indem die inneren Oszillatoren und Regler sowie die Ausgangsleistungsstufe gesperrt werden. Deshalb ist I OFF immer kleiner als I Q. Praktischer Hinweis Der lastabhängige Teil des Eingangsstroms ist nicht immer so einfach zu interpretieren. Vor allem hängt er von der Eingangsspannung ab, deshalb gilt das Verhältnis minimale Eingangsspannung = maximaler Eingangsstrom. Zudem ist das Verhältnis Wirkungsgrad gegen Last nichtlinear (siehe Abb. 3.5) und erschwert so die Untersuchung. Der Wirkungsgrad ist daher eine komplexe Funktion von Ausgangsstrom und Eingangsspannung. Wenn ein Entwickler den maximalen Eingangsstrom berechnen will, sollte er die mögliche Mindesteingangsspannung und die maximale Last, die in dieser Situation vorkommen könnten, sowie den Wirkungsgrad des Wandlers unter diesen Bedingungen kennen (zum Beispiel, indem er die Wirkungsgradwerte aus einem Diagramm wie dem in Abb. 3.5 gezeigten abliest). Es ist häufig nicht korrekt, die Berechnung unter Annahme des im Datenblatt angegebenen Zahlenwertes des Wirkungsgrades bei Volllast durchzuführen, insbesondere nicht wenn die Lasten von der Volllast abweichen Kurzschluss und Überlastung Der Ausgangskurzschlussstrom (shortcircuit current - S/C) ist der Ausgangsstrom, der fließt, wenn die Ausganganschlusspins kurzgeschlossen sind. Normalerweise wird ein Kurzschluss als eine Verbindung definiert, die einen Widerstand <1Ω oder einen ausreichend niedrigen Nebenwiderstand aufweist, sodass die resultierende Ausgangsspannung unter 100mV liegt. Bei einem Wandler mit einfachem Ausgang wird der Kurzschlusstest zwischen V OUT + und V OUT - durchgeführt. Bei einem Wandler mit bipolarem Ausgang kann der Kurzschlusstest zwischen V OUT + und V OUT -, V OUT + und der gemeinsamen Leitung oder V OUT - und der gemeinsamen Leitung durchgeführt werden. Ungeregelte Niederleistungs-DC/DC-Wandler sind häufig nicht kurzschlussfest, d.h. nicht gegenüber kurzgeschlossenem Ausgang geschützt. Es ist in der Branche üblich, die Kurzschlussfestigkeit für 1 Sekunde zu definieren. Dies ist üblicherweise die Zeit, die angenommen wird, bis sich im Inneren die Komponenten überhitzen und durchbrennen. Vor der Durchführung eines Kurzschlusstests sollte sich der Entwickler also zuerst vergewissern, ob der 84 94 Wandler kurzschlussfest ist und wenn ja, welche Art des Schutzes verwendet wird: Leistungsbegrenzung mit Übertemperaturabschaltung, Stromfoldback-Schutz oder Hiccup-Schutz. Überlastungsschutz ist nicht dasselbe wie Kurzschlussschutz. Wenn der Ausgangsstrom das Limit (normalerweise von 110% bis 150% des Nennausgangsstroms) überschreitet, dann lässt der strombegrenzte DC/DC-Wandler zu, dass sich die Ausgangsspannung verringert, um den Strom stabil an diesem Grenzwert zu halten. Bei einer weiteren Erhöhung der Last sinkt die Ausgangsspannung proportional. Der Wandler befindet sich in einem Modus der die Ausgangsleistung auf einen konstanten Wert beschränkt, anstelle einer konstanten Ausgangsspannung. Wenn die Überlast beseitigt ist, kehrt der Wandler zum Normalbetrieb zurück. Wenn die Überlastsituation jedoch andauert, führt die erhöhte innere Verlustleistung zu einer Überhitzung des Wandlers und hat entweder dessen Ausfall oder thermische Abschaltung zur Folge. Wenn der Ausgang kurzgeschlossen wird, bleibt der Ausgangsstrom durch den definierten Grenzwert immer noch beschränkt, die Ausgangsspannung jedoch ist sehr niedrig und beträgt bei einem idealen Kurzschluss theoretisch Null, praktisch aber einige Millivolt. Die Ausgangsleistung ist dann auch nahe Null, und der Wandler kann auf unbestimmte Zeit arbeiten, vorausgesetzt, die inneren Komponenten sind für diese Überlastsituation ausgelegt. Somit kann ein Wandler im Überlastbetrieb ausfallen, einen unbestimmten Kurzschluss jedoch unbeschädigt überstehen. Eine Abwandlung des Strombegrenzungsschutzes stellt der Stromfoldback-Schutz dar (Abb. 3.6). U O Strombegrenzung U O Foldback U const. U const. I Lmax I SC I L I SC I Lmax I L Abb. 3.6: Ausgangsstrombegrenzung und Foldback-Charakteristik Wenn der Ausgangsstrom den definierten Grenzwert überschreitet, wird der Grenzwert auf einen sehr viel niedrigeren Wert zurückgesetzt. Der DC/DC-Wandler befindet sich im Leistungsbegrenzungsmodus, aber bei einer niedrigeren Leistung als im Normalbetrieb. Es hängt allein von der Kennlinie der Last ab, ob der Regler automatisch nach Abtrennen der Last oder Abschalten des Eingangs wieder in den Normalbetrieb zurückkehrt. Typisch für kritische Lasten sind etwa Kaltleiter wie Glühlampen: der Regler kann den hohen Startstrom nicht aufbringen, es kommt zu einem stabilen Schnittpunkt der Kennlinien von Last und Regler bei einer kleinen Spannung, dabei bleibt die Anordnung "hängen". Wurde der Kurzschlußstrom vom Schaltungsentwickler auf Null gesetzt, dann allerdings muß nach einem Kurzschluß der Eingang abgeschaltet werden. Ein 1W Wandler mit einer Strombegrenzung von 150%, muss mit einer zusätzlichen Verlustleistung von 500mW während Überlastungs- oder Kurzschlusssituationen zurechtkommen, aber ein 50W Wandler muss 25W zusätzliche Verlustleistung umsetzen. Dies würde die inneren Komponenten schnell überhitzen, aber deren Überdimensionierung, um diesen hohen Kurzschlussstrom zu überstehen, wäre unwirtschaftlich. 85 95 Die Lösung des Problems besteht darin, den Hiccup-Schutz zu verwenden. Wenn der Ausgangsstrom den definierten Grenzwert überschreitet, schaltet der Wandler sofort ab. Nach einer kurzen Verzögerung versucht der Wandler, wieder zu starten. Wenn der Ausgangsstrom die Grenze immer noch überschreitet, schaltet der Wandler wieder ab, und der Zyklus wiederholt sich. Der Vorteil des Hiccup-Schutzes besteht darin, dass der Wandler am folgenden Hiccup wieder selbsttätig startet, wenn die Funktionsunfähigkeit beseitigt ist. Ein weiterer Vorteil dieser Schutzart besteht darin, dass, obwohl der kurze Ausgangsstromimpuls kurzzeitig eine hohe innere Verlustleistung hervorruft, die lange Wartepause zwischen den Hiccups dazu führt, dass die inneren Komponenten wieder abkühlen können und der Wandler auch bei einem vollständigen Kurzschluss nicht heiß läuft. Die Nachteile des Hiccup-Schutzes bestehen darin, dass hochkapazitive Lasten den Hiccup-Mechanismus auslösen können und der Wandler im hochkapazitiven Lastenbetrieb nicht startet. Ein weiterer Nachteil ergibt sich, wenn der DC/DC-Wandler zur Spannungsversorgung in langen Kabelnetzen verwendet wird. Ein Kurzschluss an irgendeiner Stelle löst den Hiccup-Mechanismus aus und die Hiccup-Stromspitzen können es sehr erschweren, die genaue Lage des Kurzschlusses zu bestimmen. Überlastgrenze Volllast Ausgangsstrom Überlastbetrieb "Hiccup" Normalbetrieb wiederaufgenommen Zeit Abb. 3.7: Hiccup-Charakteristik Praktischer Hinweis Die einfachste Art, die Kurzschlussfunktion mit Hiccup-geschütztem DC/DC-Wandler zu testen, besteht darin, einfach zuzuhören. Ein Wandler mit Hiccup-Schutz erzeugt bei jedem Versuch zu starten, ein hörbares Tick. Um den Ausgang zu überwachen, kann alternativ ein Oszilloskop mit Strommessshunt verwendet werden. Um die Strombegrenzungs- oder Strom-Foldback-Charakteristiken zu messen, können die in Abb. 3.8 gezeigten Prüfanordnungen verwendet werden. In der oberen Prüfanordnung wird ein Digitalmultimeter (DMM) im DC-Strommessmodus verwendet, und der innere Shuntwiderstand wird als Kurzschlusselement eingesetzt. Dies muss überwacht werden, um zu prüfen, dass die Spannung an den DC/ DC-Wandler-Ausgangsklemmen 100 mv nicht überschreitet. Für größere Kurzschlussströme, die den DMM-Messbereich überschreiten oder einen größeren als 0,1V Spannungsabfall hervorrufen würden, sollte ein Außenstrommessshunt verwendet werden. Der Shuntwiderstandswert wird so gewählt, dass R S < 0.1V/I SHUNT und PV > 0.1V I SHUNT. 86 96 V IN + - Einstellbare Stromversorgung + - DC/DC- Wandler + - DMM + - V OUT * Überwachung der Ausgangsspannung (Vout muss 100mV überschreiten) DMM I OUT Messgerät im Strommessmodus V IN + - Einstellbare Stromversorgung + - DC/DC- Wandler + - I OUT =V/R S Leistungsshuntwiderstand R S DMM I OUT Überwachung der Ausgansspannung (Vout < 100mV) Abb. 3.8: Messung der Kurzschluss-Charakteristik Fernsteuerung (Remote ON/OFF-Control) Bei vielen Systemen ist ein Ein- und Ausschalten des DC/DC-Wandlers durch ein externes Signal wünschenswert. Dies kann aus Effizienzgründen zur Reduzierung des Energieverbrauchs, zur Steuerung einer An- und Abschaltsequenz oder aus Sicherheitsgründen erforderlich sein. Deshalb haben viele DC/DC-Wandler einen Steuereingang (ON/OFF-Pin), mit dem der Wandler in den Ruhezustand geschaltet werden kann. Der ON/OFF-On ist ein mit geringer Leistung ansteuerbarer Eingang, da jeder offene Kollektorausgang oder NPN-Transistor verwendet werden kann, um den Wandler zu steuern, weil er nur wenige Milliampere des Treiberstroms benötigt, um sogar einen Hochleistungswandler ein- oder auszuschalten. Praktischer Hinweis Die Art der Steuerlogik sollte beachtet werden. Positive Logik bedeutet, dass der Wandler bei hohem Pegel oder logischem 1 -Signal AN und bei niedrigem Pegel oder logischem 0 -Signal AUS ist. Der Steuereingang wird intern hochgezogen, sodass der Wandler AN ist, wenn er unbeschaltet bleibt. Diese Variante ist allgemein weiter verbreitet, weil der Wandler aktiv ist, wenn der Regelpin nicht benötigt wird. Negative Logik bedeutet, dass dieser Wandler bei hohem Pegel oder logischem 1 -Signal AUS und bei niedrigem Pegel oder logischem 0 -Signal AN ist. Der Steuereingang wird intern hochgezogen, sodass der Wandler AUS ist, wenn er unbeschaltet ist. Dieser Regelungstypus ist in einer sicherheitskritischen Anwendung nützlich, bei der der Wandler nur eingeschaltet werden kann, wenn zuvor bestimmte Außenbedingungen erfüllt sind. Für isolierte Wandler sollte das Datenblatt auch festlegen, welchen anderen Pin diese ON/ OFF-Funktion als Referenz hat. In den meisten Fällen ist das Referenzpotential die Masse des Primärkreises, aber einige Wandler haben die ON/OFF-Funktion an der Ausgangsseite und die Sekundär-VOUT- als Referenz. Wenn das Einschaltsignal an der Primärseite entsteht, muss um den Ausgang zu schalten ein Trennungselement wie z.b. ein Optokoppler verwendet werden. 87 97 Um unerwünschtes wiederholtes Schalten bei langsam ansteigendem Steuersignal zu vermeiden, sollte das Ansprechverhalten des ON-/OFF-Eingangs eine Hysterese aufweisen. Beispielsweise, wenn eine externe RC-Verzögerungsschaltung am ON/OFF- Pin verwendet wird, um den Wandler, erst zu starten wenn sich die Eingangsspannung stabilisiert hat (Abb. 3.9). Das Datenblatt legt die Ansprechspannung V REMOTE als Schwellenwert fest. Typische Werte sind logische 0, wenn 0 < V REMOTE < 1,2V, und logische 1, wenn 3,5 < V REMOTE < 12V. Dies bedeutet, dass sich der Wandler bei Erhöhung der Spannung V REMOTE einschaltet, wenn die Spannung 1,2V überschreitet, und sich bei Absenkung der Spannung V REMOTE ausschaltet, wenn die Spannung unter 3,5V abfällt. Die Diode im Zeitverzögerungsschaltkreis stellt sicher, dass sich der für das Timing verantwortliche Kondensator schnell entlädt, wenn die Eingangsspannung ausgeschaltet wird, sodass die Zeitverzögerung konstant bleibt, wenn die Versorgungsspannung wieder angelegt wird. ZEIT- VERZÖGERUNG R EIN/AUS- od. ON/OFF- Steueranschluss Innenlastwiderstand D C LOGISCHES GATTER NPN TRANSISTOR Abb. 3.9: Verschiedene Methoden zum Antrieb des Ein-/Aus-Regelpins Isolationsspannung In isolierten DC/DC-Wandlern sind die Primär- und Sekundärseite durch Transformator und Optokoppler getrennt, und zwar so, dass es keinen Gleichstromweg zwischen den beiden Schaltkreisen gibt, was als galvanische Trennung bezeichnet wird. Die Isolationsspannung beschreibt, bis zu welcher Potentialdifferenz diese Isolationsbarriere wirkt. Eine Prüfhochspannung ist entweder als DC-Spannung oder als Effektivwert der Wechselspannung bestimmt, wobei kein wesentlicher Strom fließen sollte, wenn diese Prüfspannung zwischen Primär- und Sekundärseiten angelegt wird. Praktischer Hinweis Bei diesen Prüfungen muss ein Hochspannungstester (HiPot) mit einem Strombegrenzungskreis eingesetzt werden, da gefährliche Hochspannungen verwendet werden. Führen Sie keine Hochspannungsprüfung auf dem ESD Arbeitstisch durch, da die Oberfläche so bearbeitet wurde, dass sie elektrisch leitfähig ist. Vergewissern Sie sich, dass der Hochspannungstester eine Not-Aus-Taste besitzt, und stellen Sie sicher, dass der Erdanschluss am Tester ordnungsgemäß ausgeführt ist. 88 98 Das Prüfobjekt (DUT) muss von jedem Teil, das der Bediener unbeabsichtigt berühren könnte, entsprechend isoliert werden, und der Tester sollte über automatische Entladekreise zum Prüfspannungsentladen nach Abschluss der Prüfungen verfügen. Befolgen Sie sämtliche Herstelleranweisungen genau. Während der Wandler gleichstrommäßig galvanisch getrennt ist, fließt ein Leckstrom, wenn eine AC-Isolationsprüfung durchgeführt wird. Der AC-Strom fließt durch die kapazitive Kopplung zwischen den Wicklungen im Transformator und durch die EMC-Entstörkondensatoren, die an den Isolationsbarrieren platziert werden. Deshalb sollte für die AC-Hochspannungsprüfung nicht nur die Effektivspannung, sondern auch der zulässige Leckstrom festgelegt werden. Typische Grenzwerte sind 1mA oder 3mA, da jegliche Leckströme, die höher sind als diese, den Wandler auf Dauer zerstören könnten. Infolge des AC-Leckstroms beansprucht die AC-Hochspannung die Isolationsbarriere stärker als eine äquivalente Ruhe-DC-Spannung. Die Einwirkung nimmt mit der Frequenz und Spannung zu, weil: ILEAK = dv(t) CLEAK dt Praktischer Hinweis Gleichung 3.7: AC-Leckstrom Aus diesem Grund sollte der Wandler mit einem Nennwert von 1kVDC/1 Sekunde nur mit 700 VAC/1 Sekunde geprüft werden (wenn ein Signal von 50Hz verwendet wird). Dies klingt logisch, wenn man bedenkt, dass die Spitzenspannung mit einer Sinusspannung von 700 VACRMS 980 V beträgt. Mit Erhöhung der Frequenz nimmt dieser Leckstrom ebenfalls zu. Ein Prüfsignal von 100Hz erzeugt einen doppelt so hohen Leckstrom wie ein Prüfsignal von 50Hz. Ein Wandler, der also einen Nennwert von 1kVDC/1 Sekunde besitzt, sollte unter Verwendung eines Testsignals mit 100Hz nur mit 360VAC/1 Sekunde geprüft werden. Glücklicherweise ist eine Hochspannungsprüffrequenz von 50Hz Industrienorm, und obwohl die meisten Hersteller die verwendete Testfrequenz nicht erwähnen, kann man davon ausgehen, dass beim Vergleich der Isolationswerte im Datenblatt 50Hz verwendet wurden. RECOM stellt auf der Website ein nützliches Instrument zum Isolationsspannungsvergleich dar. Auch bei länger als 1 Sekunde dauernden Prüfungen ist die Äquivalenz zwischen der DC- und der AC-Hochspannungsprüfung nicht so einfach. Eine 60 Sekunden dauernde Prüfung bringt aufgrund des Teilentladung (engl.: partial discharge - PD) genannten Phänomens, sehr viel mehr Belastung der Isolationsbarriere mit sich. Die Teilentladung beschreibt den kurzzeitigen Durchschlag infolge der hohen angelegten Spannung zwischen Koppelkreisen innerhalb des Isoliermittels infolge von Hohlstellen oder Brüchen. Betrachten wir das nun anhand eines konventionellen Kupferlackdrahtes, wie er in Trafos üblicherweise verwendet wird. (Abb. 3.10). Normalerweise wird der Isolierlack in mehreren Stufen aufgetragen, weshalb es Unterbrechungen zwischen den Schichten und Hohlstellen innerhalb der Isolierung kommen kann. 89 99 BRUCH PD BRUCH PD PD HOHLSTELLE LEITER ISOLATION BRUCH Abb. 3.10: Querschnitt eines Kupferlackdrahtes mit Teilentladungs (PD)-pfaden in der Isolation Innerhalb der Isolationsschicht fließt nun kurzzeitig ein Strom, während Teilentladungen auftreten. Der Leiter ist immer noch isoliert, allerdings mit verringerter Dicke der Isolationsschicht. Die Hochspannung kann von einer Schwachstelle zu der folgenden überspringen, bis sie letztlich einen vollen Ein- oder Ausgangsisolationsdurchbruch hervorruft. Das Stichwort hier heißt letztlich, denn es braucht Zeit, bis sich PD-Störungen vereinen, um einen Vollausfall zu verursachen. Je länger die Hochspannung angelegt ist, desto wahrscheinlicher ist es, dass der Ausfall eintreten kann. Somit ist eine Hochspannungsprüfung mit einer Dauer von 1 Minute viel belastender als die typische 1-sekündige Werksprüfung. Ein Wandler mit einem Nennwert von 1000VDC/1 Sekunde sollte nur bei 500VAC/1 Min geprüft werden, um die Wahrscheinlichkeit solcher sich ansammelnder PD-Störungen zu verringern. Praktischer Hinweis Infolge des Risikos, dass während der Hochspannungsprüfung am Wandler ein permanenter Schaden verursacht wird, gibt es zwei wichtige praktische Punkte, die bei der Durchführung der Prüfungen einer besonderen Sorgfalt bedürfen. Erstens ist es wichtig, nicht zuzulassen, dass sich innerhalb des Wandlers Spannungsgradiente entwickeln, da diese die Nenndurchschlagspannungen der inneren Komponente schnell überschreiten könnten. Deshalb sollten vor Durchführung einer Hochspannungsprüfung alle Eingänge und alle Ausgänge kurzgeschlossen werden. Da Hochspannungs- prüfungen die Wandlerisolation beanspruchen und einen kumulativen Schaden an der Isolation hervorrufen, ist es zweitens empfehlenswert, die Hochspannung für jede weitere Prüfung um 20% zu verringern. Hochspannungstester Start BESTANDEN Stop BETRIEBSSCHUTZ Hochspannung Erde DUT ALLE EINGÄNGE ZUSAMMEN KURZGESCHLOSSEN ALLE AUSGÄNGE ZUSAMMEN KURZGESCHLOSSEN Abb. 3.11: Hochspannungsprüfung (Durchschlagsfestigkeit) 90 100 Der Vorteil einer Hochspannungsprüfung besteht darin, dass alle potentiellen Kurzschlussstromwege geprüft sind, wenn eine Hochspannung an den Ein- und Ausgang der Isolationsbarriere angelegt wird, sodass die Gesamtdurchschlagsfestigkeit des Wandlers durch ein positives Ergebnis garantiert werden kann. Der Nachteil der Prüfungen besteht darin, dass ein fehlerhaftes Ergebnis zerstörend ist der Wandler muss dann getauscht werden. Es gibt eine Alternative zur Hochspannungsprüfung den PD-Tester. Die Prüfeinrichtung überwacht, die durch die Teilisolationsdurchschläge hervorgerufenen Spannungsspitzen und zeigt sie auf einem oszilloskopähnlichen Bildschirm als scheinbare Ladung oder äquivalente Ladungsträgerinjektion, welche eine entsprechende Testspannung hervorrufen würde. Scheinbare Ladung wird in Pikocoulomb gemessen, weshalb es sich hier um ein sehr schonendes Prüfverfahren handelt. Der Vorteil der PD-Prüfung besteht darin, dass die Häufigkeit der PD-Ereignisse überwacht werden kann, da die Prüfspannung erhöht ist und ein potentieller Isolationsdurchbruch vorausgesagt werden kann, bevor er auftritt; somit kann die Prüfung angehalten werden, bevor der Wandler beschädigt wird. Die Ergebnisse der PD-Prüfung sollten sorgfältig ausgewertet werden, da es vorkommen kann, dass zunächst viele falsche Werte abgelesen werden, bevor ein gültiges Ergebnis ermittelt werden kann. Deshalb ist eine "Einschwing"zeit notwendig, in welcher sich die Ladungen ausgleichen können; die Ablesungen sollten nur während der letzten 10 Sekunden der Prüfung vorgenommen werden (siehe Abb. 3.12). Für die Betriebsprüfung kann eine berichtigte Version des Prüfprotokolls mit einer Prüfdauer von nur 1 Sekunde und einer Spannung von 1,875 x V RATED(RMS) verwendet werden. AC Spannung V MAX V TEST (1.5 x V RATED) V RATED 0 t 10sec t TEST (60sec) Abb. 3.12: Teilentladungstest (PD) Isolationswiderstand und -kapazität Ein- und Ausgangswiderstand und -kapazität müssen mit einem AC-Signal gemessen werden. Der Isolationswiderstand wird in der Regel mit 500VDC mit Hilfe eines Widerstandsmessers gemessen und beträgt üblicherweise 10GΩ oder mehr. Die Isolationskapazität muss bei einer hohen Frequenz von 1MHz gemessen werden, um den Einfluss von onboard-filterkondensatoren auszuschließen. Die Isolationskapazität kann je nach Aufbau des Wandlers zwischen 5pF und 1500pF variieren. Wie bei allen Messungen kleiner Ströme, können Luftfeuchtigkeit und Temperatur die Ergebnisse stark beeinflussen. 91 101 Lastsprungverhalten Die Dynamische Belastungskennlinie (engl.: Dynamic Load Response - DLR) bestimmt die Reaktion des DC/DC-Wandlers auf eine sprunghafte Laständerung. Sie kann auf zwei verschiedene Weisen definiert werden: durch die Zeit, die die Ausgangsspannung benötigt, um innerhalb des vorgegebenen Toleranzbereichs zum Nennwert der Ausgangsspannung zurückzukehren, oder als maximale Abweichung der Ausgangsspannung von der Nennausgangsspannung. Um eine vollständige Definition der DLR zu erhalten, müssen beide Werte bekannt sein. In den meisten Datenblättern wird jedoch nur die Einschwingzeit angegeben. Darüber hinaus verwenden einige Hersteller Lastwerte zwischen 25% und 100%, andere Werte zwischen 50% und 100% Last, und wieder andere Hersteller nennen nur 25% stufenweise Änderung, ohne die Grenzen anzugeben. Daher ist ein direkter Vergleich zwischen Datenblättern unterschiedlicher Hersteller nicht möglich. Die einzige Alternative um gesicherte Werte zu erhalten, besteht darin den Wandler selbst zu prüfen. Bei allen Wandlern tritt bei plötzlicher Lastabnahme ein Überschwingen und bei plötzlicher Lastzunahme ein Unterschwingen auf. Die Einschwingzeit (die längste Zeit von T OVERSHOOT oder T UNDERSHOOT ) hängt unter anderem von der Kompensationsschaltung im PWM-Controller ab. Die Kompensation muss einen Kompromiss finden, zwischen einer schnellen Reaktion auf eine sprunghafte Änderung und einer möglichen Überreaktion in Form eines schwingenden Ausgangs. Das ideale Ansprechverhalten ist aperiodisch,d.h, der Endwert wird ohne Überschwingen und Oszillationen erreicht. V OUT (t) V OUT,MAX t US (-) V PEAK (+) Das obere Signal ist aperiodisch, das untere Signal zeigt einen schwingenden Ausgang infolge V OUT,NOM V OUT,MIN einer schlecht gedämpften Kompensationsschal- V PEAK (-) or t OS (+) tung. V PEAK (+) V OUT (t) t US (-) Abb. 3.13: Mögliche Reaktionen des V OUT,MAX V OUT,NOM geregelten Wandlers auf eine V OUT,MIN sprunghafte Laständerung t OS (+) V PEAK (-) Viele Elektroniklasten verfügen über eine eingebaute Sprungfunktion, um zwischen zwei voreingestellten Lasten automatisch umzuschalten. Falls Sie jedoch keinen Zugriff auf eine Elektroniklast haben, zeigt Abb. 3.14, wie ein Testaufbau für dynamische Belastung aus zwei Lastwiderständen und einem durch einen Rechteckgenerator getriebenen FET einfach aufgebaut werden kann. + 1/2 IOUT,MAX 1/4IOUT,MAX VGEN DC/DC- Wandler R 2R Q1 VGEN 10V 0V t _ Q1 = Low Rds(on) power MOSFET Abb. 3.14: Testaufbau zur Prüfung des dynamischen Belastungsverhaltens 92 102 Es gibt einige Anwendungen, bei denen sowohl eine sehr konstante Ausgangsspannung als auch eine hohe Ansprechgeschwindigkeit bei einem Lastsprung ohne jegliches Schwingen der Ausgangsspannung erforderlich sind. Zum Beispiel ergeben sich bei vielen Digitalschaltungen schnelle Laständerungen, die Ausgangsspannung muss jedoch dennoch exakt geregelt sein. Wenn die Laständerung vorausgesagt oder ermittelt werden kann, ist es möglich, die Kompensationsschaltung während der Laständerung von "langsam" auf "schnell" umzuschalten. Mit analogen Reglern lässt sich dies nicht so leicht realisieren, mit einem digitalen Controller kann DLR jedoch programmierbar gemacht werden. Diese Fähigkeit ist eine der größten Vorteile der digitalen Regelung gegenüber der analogen. So wie sich die Ausgangsspannung mit plötzlicher Laständerung ändert, ändert sich die Ausgangsspannung auch, wenn sich die Eingangsspannung plötzlich ändert. Da sprunghafte Änderungen der Eingangsspannung nur in wenigen Anwendungen vorkommen, wird dieser Parameter in den Datenblättern selten definiert. Gegebenenfalls lässt sich ein Testaufbau verhältnismäßig leicht realisieren, wenn die Laborstromversorgung über einen externen Steuereingang, der an einen Rechteckgenerator angeschlossen werden kann, verfügt Ausgangsrestwelligkeit Alle DC/DC-Wandler haben einen gewissen Anteil an Ausgangsrestwelligkeit (engl.: Output Ripple/Noise). Der Hauptanteil an Restwelligkeit entsteht durch die Lade- und Entladeströme in der Ausgangsfilterkapazität; und je nach Topologie entspricht ihr Frequenzwert üblicherweise entweder der Arbeitsfrequenz oder der doppelten Arbeitsfrequenz. Rauschen Restwelligkeit R/N Vp-p Abb. 3.15: Ausgangswelligkeit Bei jeder Zustandsänderung der Schaltelemente rufen parasitäre Effekte Spannungsspitzen (Rauschen) auf dem Hauptanteil der Restwelligkeit hervor und überlagern diese. Dies tritt an jeder Spitze und in jedem Tal der Restwelligkeit auf. Die Frequenzen der Schalttransienten liegen normalerweise in MHz-Bereichen und besitzen Größenordnungen, die über der Frequenz der Ausgangswelligkeit liegen. Die Gesamtwellenform ergibt den Wert der Ausgangsrestwelligkeit (R/N); dieser wird üblicherweise in Millivolt Spitze-Spitze (mvp-p) gemessen wird. ANMERKUNG: Das korrekte Messverfahren ist in Kapitel 4.3 beschrieben. Außerdem überlagert eine viel langsamere Schwingung, die durch die Ausgangsspannungsregelung hervorgerufen wird, diese Ausgangsrestwelligkeit. Bei konstanter Last und Eingangsspannung mäandert die Ausgangsspannung mit einer Frequenz im einstelligen Hz-Bereich innerhalb des Toleranzbereichs nach oben und nach unten. 93 103 Dieser "Scheren"-Effekt wird durch die Hysterese im Regelkreis verursacht und wird in der Regel in dem Wert der Ausgangsrestwelligkeit in den Datenblättern ignoriert, da er Teil der Spezifikation der Messgenauigkeit der Ausgangsspannung ist und deshalb nicht in die Spezifikation der Ausgangsrestwelligkeit einfließt. Spitze-Spitze- Wert Zeit Abb. 3.16: Tieffrequenzanteil des Ausgangsripples Es scheint einfach, die Ausgangsrestwelligkeit durch Hinzufügen von Ausgangskondensatoren zu verringern zu wollen. Jedoch ist es fast unmöglich, diese vollständig herauszufiltern obwohl man den Spitze-Spitze-Wert auf diese Weise ein wenig verringern kann. Tatsächlich ist in Wandlern, die Takt-für-Takt-Regelung verwenden, ein gewisses Maß an Ausgangswelligkeit für die entsprechende Regelung notwendig. Praktischer Hinweis Ein effektiveres Verfahren zur Verminderung der Ausgangswelligkeit besteht darin, den Ausgang mit einem linearen Spannungsregler nachzuregeln. Die Störspannungsunterdrückung (PSRR-Wert) eines linearen Spannungsreglers ist sehr hoch (bis zu 70dB), was ihn zu einem sehr effektiven Welligkeitsfilter macht. 3.3 Zum Verständnis thermischer Parameter Einleitung Da das thermische Design eine wichtige Rolle bei der Optimierung der Systemperformance spielt, ist für die Wahl des am besten geeigneten DC/DC-Wandlers eine korrekte Einschätzung des Wärmezustands des Systems unerlässlich. Um eine umfassende Aussage über das thermische Verhalten des Wandlers zu machen, sollte das technische Datenblatt nicht nur die Grenzwerte der zulässigen Umgebungsbetriebstemperatur, sondern auch das Temperatur-Derating, die interne Verlustleistung, die maximale Gehäusetemperatur und die thermische Impedanz bestimmen. Die Verlustleistung kann anhand des Wirkungsgrades berechnet werden. Fehlt jedoch die thermische Impedanz im Datenblatt oder muss diese unter realen Einsatzbedingungen der Anwendung genau bekannt sein, dann muss sie in Wärmekammertests ermittelt werden. Selbst unter den geregelten Umgebungsbedingungen einer Wärmekammer erfordert die Ermittlung des Temperaturverhaltens modularer DC/DC-Wandler sehr sorgfältige Messverfahren. Da sogar sehr geringe Luftströme die Messergebnisse wesentlich verzerren, sollte das 94 104 Prüfobjekt (Device Under Test, DUT) um Luftzug vom Kammer-Luftzirkulationsgebläse zu vermeiden innerhalb der Kammer in einen Karton platziert werden. Die Umgebungstemperatur innerhalb des Kartons sollte mit einem geeichten Sensor gemessen werden, der so positioniert wird, dass die vom Wandler erzeugte Wärme die Ablesung nicht direkt beeinflusst. Die Temperatur des Wandlergehäuses sollte an der heißesten Stelle (T C,MAX ) wie vom Hersteller definiert oder anhand von Infrarotkamerabildern ermittelt, gemessen werden. Bei sehr kleinen Wandlern kann auch die Befestigung des Temperatursensors selbst die Ergebnisse durch Ableitung zusätzlicher Wärme vom Wandler entlang der Sensorleitungen beeinflussen, weshalb ein Temperatursensor mit möglichst kleiner Kontaktfläche eingesetzt werden sollte. Da die Eigenerwärmung eines Kleinleistungswandlers eine unwesentliche Wärmequelle darstellt, kann es bei diesen besonders schwierig sein, zuverlässige Messergebnisse zur thermischen Impedanz zu erhalten. Der zulässige Betriebstemperaturbereich wird dann in den meisten Fällen durch die Temperaturgrenzwerte interner Komponenten bestimmt. Dies kann durch Befestigung der Temperaturmessgeber an den kritischen Komponenten gemessen werden, um den Temperaturanstieg gegenüber der Umgebung zu messen und dann die Sicherheitsgrenzen durch Extrapolieren der Ablesewerte in 10 C-Umgebungstemperaturschritten zu berechnen. Für gekapselte Wandler müssen die Temperaturmessgeber vor dem Vergießen angebracht werden, um genaue Ablesewerte zu ermitteln. Bei Hochleistungswandlern kann die thermische Impedanz durch Messung des Temperaturanstiegs unter freier Konvektion (stehende Luft = keine Luftströmung) und Berechnung der internen Verlustleistung bestimmt werden. Um die Wärmeübertragungszahl für unterschiedliche Luftstromgeschwindigkeiten bei erzwungener Konvektion zu berechnen, kann auch die thermische Imdedanz verwendet werden. Schließlich beeinträchtigen auch niedrige Temperaturen das Betriebsverhalten eines Wandlers. Die untere Betriebstemperaturgrenze hängt von einem von drei Faktoren je nachdem, welcher zuerst auftritt ab: dem minimalen Temperaturnennwert der verwendeten Bauteile; einer verringerten Verstärkung oder Offset der Vorspannung des PWM-Schaltkreises, die das Starten des Wandlers verhindern; oder einem mechanischen Fehler, der durch fehlangepasste Wärmeausdehnung verursacht wird Thermische Impedanz Um die Analyse des Wärmezustands des DC/DC Wandler zu beginnen, muss zunächst die thermische Impedanz betrachtet werden. Thermische Impedanz oder Wärmewiderstand ist ein Maß der Wirksamkeit des Wärmeaustauschs zwischen einer internen Wärmequelle, wie dem Transformatorkern oder Halbleiterübergang, und der Umgebung. Betrachten wir zum Beispiel den Schalt-FET. Die Wärmequelle ist der Halbleiterübergang TJ. Die Wärme wird zum Transistorgehäuse (TB), dann durch das Vergussmaterial zum Wandlergehäuse (TC) und anschließend vom Gehäuse zur Umgebung (TAMB) abgeleitet. Jede dieser Stufen hat eine thermische Impedanz θ, gemessen in C/W, und einen Wärmewiderstand RTH, gemessen in K/W. Diese beiden Werte sind in der Praxis vollständig austauschbar. 95 105 FET Übergang T J FET Gehäuse Gehäuse T T B C OJB O BC O CA Umgebungstemperatur T AMB Abb. 3.17: Thermische Impedanzkette Aus den oben genannten thermischen Impedanzen kann der Benutzer nur die letzte Impedanz in der Kette, θ CA, beeinflussen, da die anderen beiden Impedanzen konstruktionsbedingt als Teil des Wärmedesigns des Wandlers festgelegt sind. Der Temperaturanstieg des Wandlers kann unter Verwendung folgender Gleichung berechnet werden: TRISE = PDISS θca, where PDISS = POUT η - POUT Gleichung 3.8: Berechnung des Temperaturanstiegs Beispiel: Der Wandler RECOM RP SA hat eine Ausgangsleistung von 15W, einen Wirkungsgrad von 88% und eine thermische Impedanz zwischen Gehäuse und Umgebung von 18,2 C/W. Die maximal zulässige Gehäusetemperatur beträgt 105 C. Die Verlustleistung = 15/0,88-15 = 2,04W und der zugehörige Temperaturanstieg des Gehäuses über der Umgebungstemperatur = 37 C. Somit beträgt die maximal zulässige Umgebungstemperatur 105 C - 37 C = 68 C. Wenn die thermische Impedanz nicht bekannt ist, kann sie durch Messung ermittelt werden. Für einen Näherungswert ist eine Wärmekammer nicht notwendig. Ein geeigneter Testaufbau ist in Abb dargestellt. Wie bei allen thermischen Messungen, sollte vor Durchführung jeglicher Ablesung ausreichend lange abgewartet werden, damit ein Temperaturausgleich stattfinden kann. Digitales Thermometer T AMB Karton, ca. 30cm * 30cm * 15cm Digitales Thermometer V PSU A 10cm minimum DUT T CASE Last 2cm Abstandslehre Abb. 3.18: Testaufbau zur Messung der thermischen Impedanz zwischen Gehäuse und Umgebung Die thermische Impedanz kann aus der Umordnung der Gleichung 3.8 abgeleitet werden: θca [⁰C/W] = TRISE PDISS 96 106 Da die Verlustleistung (Differenz zwischen der Eingangs- und Ausgangsleistung) bekannt ist, lässt sich die thermische Impedanz aus der Messung des Anstiegs der tgehäusetemperatur des Wandlers gegenüber der Umgebung bestimmen Temperatur-Derating Alle DC/DC-Wandler geben Leistung intern in Form von Wärme ab und werden daher wärmer als ihre Umgebung. Solange diese zusätzliche Wärme in die Umgebung abgeleitet werden kann, kann der Wandler bei voller Leistung arbeiten. Mit Anstieg der Umgebungstemperatur wird es jedoch immer schwieriger, diese überschüssige Wärme abzugeben. Bei einer bestimmten Umgebungstemperatur erreicht der Wandler seine maximale Temperaturgrenze, und jeder weitere Anstieg der Umgebungstemperatur muss durch Verminderung der innerhalb des Wandlers als Verlustleistung umgesetzten Energiemenge durch eine Lastverminderung ausgeglichen werden. Diesen Vorgang nennt man Temperatur-Derating. Abb zeigt das Beispiel einer Derating-Kurve, wiederum für den im vorherigen Beispiel verwendeten Wandler RECOM RP SA. Der Wandler kann bei voller Leistung über einen Umgebungstemperaturbereich von -40 C bis +68 C eingesetzt werden. Wenn die Anwendung die Spezifikation besitzt, dass die maximale Umgebungstemperatur höchstens 85 C betragen darf, muss die Last des Wandlers auf 55% verringert werden, um einen Betrieb im Bereich von -40 C bis zu +85 C zu ermöglichen. Ausgangsleistung (%) RP SA freie Konvektion Umgebungstemperature ( C) Abb. 3.19: Beispiel einer Derating-Kurve (DC/DC-Wandler der RP15-Serie) 68 Es gibt einen praktischen Grenzwert für die mögliche Derating-Zahl. Die Derating-Kurve setzt voraus, dass der Wirkungsgrad stabil bleibt, während sich die Last verringert, was jedoch bei kleinen Lasten nicht der Fall ist. Tatsächlich ist ein Derating, das wesentlich unterhalb einer Last von 40% liegt, nicht zielführend, da eine Verminderung der Verlustleistung infolge einer Lastsenkung, durch Erhöhung der Verlustleistung infolge eines niedrigeren Wirkungsgrades, negiert wird. Abb zeigt, wie die Kurve der Verlustleistung immer flacher wird, bei kleiner Last sogar anfangen kann, wieder anzusteigen. 97 107 3.5 VERLUSTLEITUNG (W) V 1 48V 75V VOLLLAST (%) Abb. 3.20: Interne Wärmeverluste mit Last und VIN Durch Montieren eines Kühlkörpers an einem Wandler lässt sich die Wärmeabfuhr an die Umgebung verbessern (Verringerung von θ CA ) und somit der maximale Betriebstemperaturbereich erweitern. Obwohl dieses Element als Kühlkörper bezeichnet wird, absorbiert es keine Wärme. Die Wärme, die an den Kühlkörper abgegeben wird, muss letztlich doch noch an die Umgebung abgeleitet werden. Die Funktion des Kühlkörpers besteht deshalb darin, die wirksame Oberfläche des Wandlers zu vergrößern. Der in diesem Beispiel verwendete RP SA ist ein sehr kompakter Wandler mit einer Gehäusegröße von 1 1. Somit ist der Kühlkörper, der in den Wandler eingebaut werden kann, ebenfalls sehr kompakt und vergrößert die Fläche nicht wesentlich. Generell bringen Aufsteckkühlkörper eine Erhöhung des maximalen Arbeitstemperaturbereichs von lediglich 5 bis 10 C, es sei denn, dass sie selbst mittels anderer Verfahren, wie z. B. erzwungener Konvektion, gekühlt werden. Ausgangsleistung (%) RP SA mit Kühlkörper Natural Convection Umgebungstemperatur ( C) Abb. 3.21: Derating-Kurve mit kleinem Aufsteckkühlkörper 73 Ferner können Kühlkörper nur bei Wandlern mit Metallgehäuse oder auf einer sog. Baseplate aufgebauten Wandlern eingesetzt werden. Das Montieren eines Kühlkörpers auf einem Wandlergehäuse aus Kunststoff ist nicht zielführend, da der Kühlkörper eine schlechte thermische Anbindung an das Kunststoffgehäuse aufweist und die Konvektion blockiert. Zusammenfassend kann gesagt werden, Derating ermöglicht den maximalen Betriebstemperaturbereich um zusätzliche 10 bis 15 C zu erweitern. 98 108 Darin besteht jedoch auch schon die Grenze bei vielen Anwendungen. Wärmeabfuhr mit Kühlkörpern kann hilfreich sein. Ist der Kühlkörper jedoch ähnlich dimensioniert wie der Wandler, kann nur eine zusätzliche Erweiterung des maximalen Betriebstemperaturbereiches um 5 bis 15 C erwartet werden. Um den maximalen Temperaturbereich wesentlich zu erweitern, ist eine Zwangskühlung erforderlich Zwangskühlung Durch Hinzufügen von thermischer Advektion zur freien Konvektion verringert erzwungene Konvektionskühlung (Lüfterkühlung) die thermische Impedanz θ CA. Advektion hängt von der Masse der Luft, die am Wandler pro Sekunde vorbeifließt, sowie von der Wirbelströmung des Luftstroms ab. Wenn die freie Konvektion eine normalisierte thermische Impedanz von 1,00 besitzt, verringert sich die thermische Impedanz mit Erhöhung des laminaren Luftstroms (angegeben in linearen Fuß pro Minute, LFM) wie folgt: 10 LFM (freie Konvektion) LFM LFM LFM LFM LFM 0.20 Tabelle 3.2: Normalisierte Verminderung der thermischen Impedanz mit zunehmendem Laminarluftstrom Betrachten wir noch einmal den Wandler, der in unserem Beispiel zur Ermittlung der Derating-Kurve in Abb verwendet wurde. Die Temperaturanstiegsgleichung ist immer noch gültig: T RISE = P DISS θ CA, und die interne thermische Verlustleistung ist immer noch dieselbe, nämlich 2 W. Mit freier Konvektion betrug der θ CA -Wert 18,2 C/W, was einen Temperaturanstieg von 37 C ergibt und zu einer maximal zulässigen Betriebstemperatur bei Volllast von 68 C führt. Mit 100LFM erzwungener Konvektion würde der θ CA -Wert mit 0,67 multipliziert bzw. 12,2 C/W betragen, wobei sich ein reduzierter Temperaturanstieg von 24,4 C ergibt, was zu einer maximal zulässigen Betriebstemperatur bei Volllast von 81 C führt. 125 Ausgangsleistung (%) Freie Konvektion LFM 200LFM 300LFM LFM 500LFM Umgebungstemperatur ( C) Abb. 3.22: Auswirkung des zunehmenden Luftstroms auf die Derating-Kurve 109 3.3.5 Leitungs- und Strahlungskühlung Es gibt noch andere Transportmechanismen für thermischen Übergang als Konvektion oder Advektion. Wärme kann von einem Wandler durch Leitung und Abstrahlung abgeleitet werden. Wärmeleitung ist die Wärmeübertragung von einem Objekt auf ein anderes über ein Temperaturgefälle durch Direktkontakt. Der Transportmechanismus besteht in Phononen oder in Energieübertragung von einem Molekül zu einem anderen durch Kristallgitterschwingungen. Die Übertragungsgeschwindigkeit, oder thermische Strömung, hängt vom Temperaturgefälle und der Wärmeleitfähigkeit des Materials (gemessen in Wm-1 C-1) ab. Wandler, die mit einer Baseplate ausgestattet sind, nutzen Wärmeleitung als primäres Kühlverfahren. Alle Wandler können jedoch vom Wärmeaustausch durch Leitung über Anschlusspins in PCB-Leiterbahnen profitieren. Die thermische Impedanzkette bei einem über Baseplate gekühlten Wandler ist in Abbildung 3.23 dargestellt: Gehäuse T C TIM Kühlkörper T TIM T H O CT O TH O HA Umgebungstemperatur T AMB Abb. 3.23: Thermische Impedanz eines über Baseplate gekühlten Wandlers Da der primäre Wärmestrom beim Direktkontakt entsteht, ist es entscheidend, dass die Kontaktfläche zwischen der Baseplate und dem Kühlkörper möglichst groß ist. Selbst sehr kleine Fehler führen zu Luftspalten, über die kein Wärmeaustausch durch Leitung stattfinden kann. Wenn die Baseplate und der Kühlkörper nicht bis auf 5 mil (0,125 mm) vollkommen plan sind, ist die Wärmeleitung stark beeinträchtigt. Um einen guten physikalischen und thermischen Kontakt zu gewährleisten, ist daher der Einsatz eines thermischen Schnittstellenmaterials (TIM), z. B. Wärmeleitpaste oder Gap-Pad, üblich. Der Strahlungswärmeaustausch ist die Wärmeübertragung eines Körpers mittels Infrarotstrahlung. Bei der fühlbaren Sonnenwärme handelt es sich einzig und allein um Strahlungswärme, da das Vakuum des Weltraums jeglichen Wärmeaustausch durch Leitung und Konvektion blockiert. Ein Wandler kann auch im Vakuum Energie durch Strahlungswärme abgeben. Die niedrige Gehäusetemperatur des Wandlers von ca. 300 bis 400K führt jedoch dazu, dass diese Art des Wärmetransports im Vergleich zum Wärmeaustausch durch Leitung oder Konvektion sehr gering ist. Bei großen Höhen über Meeresniveau wird Kühlung sowohl mittels Leitung als auch mittels Abstrahlung immer wichtiger, da der Hauptnachteil der Wärmekonvektion darin besteht, dass sie von der Luftstrommasse abhängt und somit mit fallendem Luftdrucks sinkt. 1.0 EFFIZIENZ FREIER KONVEKTION HÖHE ÜBER MEERESNIVEAU (m) Abb. 3.24: Effizienzminderung der Konvektionskühlung mit Höhe über Meeresniveau 100 110 4. DC/DC-Wandler-Schutzmaßnahmen 4.1 Einleitung Wie im Vorwort erwähnt, besteht eine der Funktionen des DC/DC-Wandlers darin, die Anwendung zu schützen. Im einfachsten Fall erfolgt dieser Schutz durch eine Anpassung der Last an die primäre Stromquelle und einer Stabilisierung der Ausgangsspannung gegen Eingangsüber- und Unterspannungen. Der DC/DC-Wandler ist aber auch ein wesentliches Element, das den Kurzschlussschutz des Systems gewährleistet. Die Begrenzung einer Ausgangsüberlastung und Kurzschlussschutz beispielsweise schützen nicht nur den Wandler vor Schäden durch mögliche Fehlerzustände in der Last, sondern können auch die Last durch die Ausgangsleistungsbegrenzung während eines Funktionsausfalls vor weiteren Schäden schützen. In einer Anwendung mit mehreren identischen Schaltkreisen oder Kanälen, wobei jeder separat durch individuelle DC/DC-Wandler versorgt wird, beeinflusst ein Fehler in einem Ausgangskanal nicht die anderen Ausgänge, was das System gegenüber Einzelfehlern tolerant macht. Andere Schutzfunktionen des Wandlers, wie die Übertemperaturabschaltung, werden vor allem entwickelt, um den Wandler vor dauerhaften durch interne Komponentenüberhitzung hervorgerufenen Schäden zu schützen. Ein Sekundäreffekt besteht jedoch in einem Abschalten, wenn die Umgebungstemperatur sehr stark ansteigt, es werden somit auch die Komponenten in der versorgten Anwendung vor Ausfall aufgrund Überhitzung geschützt. Die Isolation zwischen Ein- und Ausgang trennt Erdschleifen auf, entfernt die Störquelle und erhöht die Systemzuverlässigkeit durch den Schutz der Anwendung vor Schäden aufgrund von Transienten. Beseitigung von Rückwirkseffekten der Stromversorgung ist ein wichtiger Aspekt des DC/DC-Wandlerschutzes. Betrachten wir zum Beispiel einen Hochleistungs-DC Motor Speed Controller. Der Drehzahlregelkreis benötigt eine stabile, rauschfreie Versorgung, um die Motordrehzahl stufenlos zu regulieren. Aber jeder DC - Motor zieht zusätzlich zum DC - Mittelwertstrom hohe AC - Ströme, diese können wesentliche Einschwingvorgänge auslösen, die in den Drehzahl- regelkreis einwirken und Synchronisationsstörung oder Instabilität hervorrufen könnten. Ein isolierter DC/DC-Wandler kann nicht nur eine stabile, rauscharme Versorgung für den Drehzahlregelkreis bereitstellen, sondern auch einen Schutz des Motors bieten, da Störungen der Feedbackschleife und dadurch ausgelöste unerwünschte und sprunghafte Steuersignale die zugehörige Antriebskette zerstören könnten. DC/DC-Wandler sind jedoch auch aus elektronischen Bauteilen aufgebaut, die wie jeder elektronische Schaltkreis, der außerhalb seiner Spannungs-, Strom- und Temperatur- grenzen betrieben wird, für Störungen anfällig sind. In diesem Kapitel werden Schutzmaßnahmen untersucht, die notwendig sein können, um den Wandler selbst vor Schaden zu bewahren. 4.2 Verpolungsschutz DC/DC-Wandler sind nicht gegen falsche Polung geschützt. Ein Vertauschen der V IN + und V IN - -Pole wird mit hoher Wahrscheinlichkeit unmittelbar zum Ausfall führen, weshalb darauf geachtet werden soll, dass jegliche Eingangspins oder Akkuanschlüsse richtig gepolt angeschlossen werden. Wenn die Primärspannungsversorgung ein Transformator ist, könnte ei- 101 111 nen Ausfall der Gleichrichterdiode einen negativ werdenden Ausgang hervorrufen, was dann auch den Ausfall der DC/DC-Wandler zur Folge haben wird. Ein Hauptgrund für die Zerstörung eines DC/DC - Wandlers ist das Vorhandensein der parasitären antiparallelen Diode in MOSFETs. Diese ist die CB - Strecke des dem FET parallel liegenden parasitären npn - Transistors. Wird also eine Eingangsspannung mit falscher Polarität zugeführt, fließt sofort nahezu unbegrenzter Strom durch diese Diode, obwohl der FET gesperrt bleibt. Dies führt i.a. zur Zerstörung von Bauteilen im Primärkreis, sofern keine Sicherung vorhanden ist. - + I R Abb. 4.1: Elektrischer Strom bei Verpolung Verpolungsschutz durch Seriendiode Der einfachste Weg, einen DC/DC-Wandler vor Schäden durch Verpolung zu schützen, besteht darin, eine Seriendiode hinzuzufügen. Abb. 4.2 zeigt den Schaltkreis. Wenn die Versorgungsspannung verpolt wird, sperrt die Diode D1 den negativen elektrischen Strom, sodass kein unzulässiger Fehlerstrom durch den Eingangsstromkreis des DC/DC-Wandlers fließen kann. Es ist offensichtlich, dass durch Ersetzen der Diode durch einen Brückengleichrichter, der Wandler unabhängig von der Eingangsspannungspolarität funktioniert. I IN D 1 V IN+ + - V IN - DC/DC-Wandler Abb. 4.2: Verpolungsschutz durch Seriendiode Besonders bei niedrigen Eingangsspannungen hat ein Schutz durch Seriendioden den Nachteil, dass die Vorwärtsspannung an der Diode abfällt. Je nach Auswahl der Diode ist ein Durchlassspannungsabfall von 0,2 V bis 0,7V mit einem zugehörigen Leistungsverlust von = V F I IN zu erwarten, was sowohl den Wandlungswirkungsgrad als auch den nutzbaren Eingangsspannungsbereich verringert. Wenn der Eingangsstrom 1A beträgt, entsteht an einer Standardleistungsdiode mit VF = 0,5V eine Verlustleistung von 0,5W, was ungefähr einem Viertel der Verlustleistung eines typischen 15-W-Wandlers entspricht und somit den Gesamtwirkungsgrad um 20% verringert. In einigen Anwendungen ist der Spannungsabfall an der Diode ein Vorteil. In Rallyeautos wird zur Erhöhung der Helligkeit der Scheinwerfer häufig eine 16-V-Batterie verwendet. Die Lichtmaschine wird so modifiziert, dass sie 11 bis 20V außerhalb des Bereichs eines standardmäßigen 9- bis 18-V-DC/DC-Wandlers liefert. Durch Einsatz von drei in Reihe geschalteten Dioden kann der nutzbare Eingangsspannungsbereich herabgesetzt werden, um dem Standard-18-V-Eingangsspannungsbereich eines DC/DC-Wandlers zu entsprechen. 102 112 4.2.2 Verpolungsschutz durch Überbrückungs- oder Shuntdiode Eine Alternative zur Seriendiode bietet der Verpolungsschutz durch Überbrückungs- oder Shuntdioden. Ein Durchlassspannungsabfall an der Diode wird vermieden, jedoch muss die Primärspannungsversorgung entweder über einen Überlastungsschutz oder eine Schmelzsicherung verfügen (Abb. 4.3). Obwohl diese Anordnung auf den ersten Blick besser erscheinen könnte als eine Lösung mit Seriendioden, hat sie in der Praxis mehrere Nachteile. Ein Nachteil besteht darin, dass die Spannung am Wandler bei Verpolung zwar auf -0,7V beschränkt ist, diese niedrige Negativspannung jedoch bereits ausreichen kann, um einige Wandler zu zerstören. Zweitens ist die Auswahl der Schmelzsicherung keine triviale Aufgabe (siehe Abschnitt 4.3), und deren Wirkung auf die Performance wird häufig unterschätzt. Tatsächlich handelt es sich bei einer Schmelzsicherung um einen Widerstand, der speziell entwickelt wurde, um bei einem bestimmten Strom durchzubrennen. Wie bei allen Widerständen gibt es daran einen Spannungsabfall, der stromabhängig ist. Eine Schmelzsicherung kann einen Spannungsabfall haben, ähnlich oder sogar höher als der Durchlassspannungsabfall einer Diode (siehe folgende Abschnitt). I IN F 1 V IN D 1 V IN - DC/DC-Wandler Abb. 4.3: Verpolungsschutz durch Überbrückungs- oder Shuntdioden Verpolungsschutz mit P-FET Die dritte Variante des Verpolungsschutzes besteht darin, einen P-FET einzusetzen. Der FET ist die teuerste Lösung; im Vergleich aber zum Wert eines Wandlers ist dies immer noch preiswert. Der FET muss ein P-Kanal MOSFET mit einer internen Body-Diode sein, ansonsten würde diese Lösung nicht funktionieren. Die maximal zulässige Gate-Source-Spannung V GS sollte größer als die maximale Versorgungsspannung oder verpolte Versorgungsspannung sein. Der FET sollte auch über einen extrem niedrigen ON-Widerstand R DS,ON verfügen, ca. 50mΩ ist ein annehmbarer Kompromiss zwischen Komponentenpreis und Wirksamkeit. Mit korrekt angeschlossener Versorgung wird der FET voll geöffnet vorgespannt, und sogar mit einem Eingangsstrom über einem Ampere zeigt er einen Spannungsabfall von nur einigen Millivolt. DC/DC-Wandler P-Kanal MOSFET + - V IN + V IN - Abb. 4.4: Verpolungsschutz mit P-FET 103 113 Verpolungsschutz Versorgungsspannung* Wandlereingangspannung Wandlereingangsstrom V OUT (V) I OUT (ma) Leistungsaufnahme Ausgangsleistung Wirungsgrad Kein Schutz 9.0V 9.0V 1561mA 11.98V 1000mA 14.05W 11.98W 85.3% 1: Serien- diode (1N5400) 9.7V 8.5V 1660mA 11.98V 1000mA 16.10W 11.98W 74.4% 2: Überbrückungsdiode + 3A Schmelzsicherung 9.1V 8.5V 1667mA 11.98V 1000mA 15.17W 11.98W 78.9% 3: P-FET (IRF5305) 9.0V 8.9V 1572mA 11.98V 1000mA 14.15W 11.98W 84.7% * 9 V oder die minimale Eingangsspannung für einen stabilen geregelten Ausgang, je nachdem, welche die höhere ist. Tabelle 4.1: Messwerte unter Verwendung des Wandlers RECOM RP SA für verschiedene Verpolungsschutzverfahren Um die Unterschiede zwischen drei verschiedenen Verpolungsschutzverfahren zu untersuchen, wurden unter Verwendung eines 12-W-Wandlers mit Volllast für den ungünstigsten Fall von 9V Eingang Messungen bei einem Nenneingangsstrom von 1,5A durchgeführt. Wie aus Tabelle 4.1 ersichtlich, ist der Wirkungsgrad der P-FET-Lösung dem der Variante ohne Verpolungsschutz sehr ähnlich. 4.3 Eingangssicherung Ob als Überstromschutz (ausfallsicher) ohne Überbrückungsdiode, oder als Verpolschutz mit Überbrückungsdiode verwendet, muss eine Eingangssicherung so gewählt werden, dass sie beim Eingangsstrom im ungünstigsten Fall während des Normalbetriebs nicht durchbrennt. Da der Schmelzdraht mit zunehmendem Alter brüchig wird, sollte der Sicherungsnennwert im Hinblick auf eine lange Lebensdauer mindestens 1,6 Mal so hoch sein wie der höchste Eingangsstrom. Die Einschaltstromspitze während des Startens des Wandlers ist wesentlich höher, als der danach dauerhaft fließende Eingangsstrom, weshalb die Sicherung träge sein muss, um ein unerwünschtes Durchbrennen beim Einschalten zu vermeiden. Die Kombination von hohem Durchlassstrom und langsamer Ansprechzeit bedeutet auch, dass die Diode so dimensioniert sein muss, dass sie dem Strom während eines Ausfalls durch Verpolung standhält, und das Netzteil muss ebenso im Stande sein, so viel Strom bereitzustellen, dass die Sicherung schnell durchbrennen kann. Eine Schmelzsicherung ist nur einmalig verwendbar. Wenn das Netzteil aus Versehen verpolt angeschlossen wird, muss die Schmelzsicherung ersetzt werden, bevor der Wandler wieder einsetzbar ist. Das könnte ein Vorteil sein, wenn die Anwendung dauerhaft vom Stromnetz getrennt bleiben muss, bis die Ursache des Ausfalls durch ein Reparaturteam beseitigt ist; für viele andere Anwendungen wäre es jedoch von Vorteil, die Anwendung ausfallunempfindlich (Auto-Recovery) zu machen. Eine Alternative zu einer konventionelle Schmelzsicherung besteht darin, einen selbstrückstellenden Schutz, wie eine Polymer-PTC-Schmelzsicherung (PPTC), zu verwenden. 104 114 Dabei handelt es sich um ein Bauteil, das einem (PTC) Widerstand mit positivem Temperaturkoeffizienten, dessen Widerstand sich mit Temperaturanstieg erhöht, ähnlich ist. Unter Ausfallbedingungen erhitzt sich eine PPTC-Schmelzsicherung bis deren innerer Aufbau schmilzt, wobei sie zu einem sehr hohen Widerstand wird, der den Wandler mit Ausnahme eines minimalen Haltestroms effektiv trennt. Wenn der Überstrom durch diese Sicherung nun wegfällt, kühlt diese ab und wird wieder niederohmig sie stellt sich somit automatisch zurück. 4.4 Ausgangs-Überspannungsschutz Der Überspannungsschutz (OVP) kann an der Ausgangs- oder Eingangsseite eines DC/ DC-Wandlers wirken. An der Ausgangsseite besteht die Funktion des OVP darin, die zu versorgende Anwendung vor einem Regelungsfehler zu schützen. Viele Wandler verwenden Suppressordioden als Spannungsbegrenzer, auch "clamping" genannt, um zu gewährleisten, dass die Ausgangsspannung eine bestimmte Grenze nicht überschreiten kann. Die Schwierigkeit besteht im Einstellen des korrekten Clamp-Spannungspegels. Eine Suppressordiode beginnt bereits etwas Ableitstrom (leakage current) zu ziehen, auch wenn der wesentlich höhere Auslösewert noch nicht erreicht ist, setzt man aber die Suppressordioden-Spannung zu hoch fest, ist kein sinnvoller Überspannungsschutz mehr gegeben. Ein annehmbarer Kompromiss ist in der Regel eine Clamp-Spannung, die 10 % über der Nennausgangsspannung liegt. Natürlich wird die Suppressordiode bald ausfallen, wenn ein Gesamtregelungsfehler vorliegt, da sie nur eine begrenzte Menge an Leistung aufnehmen kann. Jedoch ist solch ein clamping immer noch nützlich, um kurzzeitige Leistungsspitzen, die unter bestimmten Betriebsbedingungen auftreten könnten, abzufangen. Strom Zenerdioden- Durchbruchspannung V Z Ableitstrom Lawineneffekt Rückspannung Vorwärtstrom Spannung V OUT+ V OUT- Suppressor Diode V Z V NOM v kurzzeitige Überspannung t Abb. 4.5: Funktion der Suppressordiode als Spannungsklemmung 4.5 Eingangsüberspannungsschutz Die Funktion des an der Eingangsseite des Wandlers wirkenden OVP besteht darin, den Wandler gegen Eingangsüberspannungs-Transienten oder Spitzen abzusichern, sodass er den EMV-Richtlinien und anderen Sicherheitsnormen und Performance Standards entspricht. Da heute eine steigende Anzahl von Geräten und elektronischen Systemen im Einsatz ist, nimmt die Eintrittshäufigkeit von Spannungsspitzen in Stromversorgungen zu. Es existieren viele Normen und Richtlinien, die sowohl die Menge der verursachten Störungen, die ein Gerät erzeugen kann, als auch die Anzahl von Störungen, denen ein Gerät standhalten muss (Störfestigkeit), bestimmen. 105 115 Die Störfestigkeitsprüfungen decken Spannungsstöße, schnelle transiente elektrische Störgrößen/Bursts und ESD (elektrostatische Entladung) ab und sind mittlerweile so komplex, dass kaum ein Teil des elektronischen Geräts der Prüfung ohne umfangreiche Eingangs-OVP-Schaltungen standhalten kann. - + DC/DC- Wandler Abb. 4.6: ESD-Schutz Da alle DC/DC-Wandler eine primäre Stromquelle brauchen, kann angenommen werden, dass die AC/DC-Spannungsversorgung der meisten Anwendungen mit Eingangsfiltern und Schutz vor leitungsgebundenen Überspannungen (welche im ungünstigsten Fall durch Blitzschlag ausgelöst werden) ausgestattet sind. Ein typischer Überspannungsschutz verwendet eine Kombination von Bauteilen wie Sicherungen, Gasentladungsröhren, Metalloxid-Varistoren und Funkenstrecken, um entweder die Energie der Spitze zur Erde abzuleiten oder die Energie für längere Zeit zu abzubauen, um das Entstehen zu hoher Spannungsspitzen zu vermeiden. Die Energie, die ein Blitzeinschlag enthält, ist so hoch, dass Begrenzerdioden eine merkliche Verschlechterung mit jedem Impuls erleiden, weshalb sie austauschbar sein müssen. Daher brauchen DC/DC-Wandler in der Regel vor durch Blitzschlag ausgelösten Hochspannungsstößen eingangsseitig nicht geschützt zu werden. Eine mögliche Ausnahme stellen netzferne stromversorgte Systeme, wie Photovoltaikanlagen dar, die schon einen Überspannungsschutz gegen Blitzschlag erfordern. Für die meisten Anwendungen ist es nicht nötig, den Schutz vor Blitzschlag an der Ausgangsseite bereitzustellen. Ausnahmefälle sind hier Stromversorgungssysteme in Industrieanlagen mit besonders hohem Sicherheitsanspruch, wie Raffinerien, oder Außenbeleuchtungssysteme mit langen, offen liegenden Kabeltrassen. Da DC/DC-Wandler jedoch direkt an die Primärstromquelle angeschlossen werden, sind sie der vollen Energie jeglicher Überspannung, die tatsächlich auftreten kann, ausgesetzt. Daher müssen häufig mehrere Arten von Überspannungsschutz vorgesehen werden. In den nachfolgenden Abschnitten befassen wir uns mit den Grundlagen des OVP-Schutzes. Die Schutzmaßnahmen müssen stets im Zusammenhang mit der Quellenimpedanz gesehen werden. Je niedriger die Quellenimpedanz ist, desto mehr Energie enthalten die Spitzen der Überspannung und umso aufwendiger und teurer ist es, den Wandler davor zu schützen. Es gibt zwei Hauptschutzmethoden: Crowbar und Spannungsklemmung SCR-Crowbar-Schutz Da es Ausnahmen von der Regel gibt, dass DC/DC-Wandler keinen Schutz vor Blitzschlag benötigen, betrachten wir eine Methode des DC-Überspannungsschutzes, die verwendet werden kann, um die Eingangs- oder Ausgangsseite eines DC/DC-Wandlers vor sehr energetischen Spitzen zu schützen, bevor wir die Besprechung allgemeinerer Spannungsklemm- 106 116 schaltungen fortsetzen, die zum Schutz der Eingangsseite vor regelmäßig auftretenden Spitzen, sowie Schäden durch Transienten-Überspannungen, verwendet werden können. D Z1 Z i Th V ungeschützt R V geschützt Abb. 4.7: Thyristor-Crowbar-Schaltkreis Ein Crowbar reagiert auf eine Überspannung, indem er Stromkreise, an welchen die Überspannung auftritt, kurzschließt. Das meist verbreitete Schutzverfahren sind die Dioden (SCR)-Crowbar. Ein SCR ist ein Thyristor, der gezündet wird, wenn eine voreingestellte Spannung überschritten wird, und der dann im Durchlasszustand bleibt, bis der durch ihn fließende Strom unter einen Haltestromgrenzwert sinkt. Das Schaltbild ist in Abb. 4.7 gezeigt. Die Zener-Diode DZ1 stellt die Triggerspannung ein. Zi stellt die Impedanz der Zuleitung dar. Der Vorteil des SCR-Crowbars an der Ausgangsseite eines mit Hiccup kurzschlussgeschützten DC/DC-Wandlers besteht darin, dass der Strom durch den Hiccup-Schaltkreis automatisch unterbrochen und der Thyristor zurückgesetzt wird, wenn der Ausgang kurzgeschlossen wird. Der Nachteil eines Crowbars an der Eingangsseite besteht darin, dass der Thyristor sowohl den Kurzschlussstrom der Primärstromquelle als auch den Überspannungskurzschlussstrom absorbieren soll. Deshalb setzt er sich nach dessen Auslösung nicht automatisch zurück und muss beim Einsatz mit einer Eingangssicherung oder PPTC versehen werden, um die Versorgung zu unterbrechen und sowohl den Thyristor als auch die Primär-Stromquelle vor Dauerüberlastung zu schützen. Der eingangsseitige Thyristor-Schaltkreis ist derselbe wie in Abb. 4.7, außer dass Zi durch eine Schmelzsicherung ersetzt werden kann Clamping-Elemente Clamping-Schutzelemente sind Bauteile, deren Widerstand sich nicht linear mit der angelegten Spannung ändert ab einem bestimmten Übergangspunkt erhöht sich der Strom durch sie exponentiell. Im Unterschied zu Thyristoren benötigen Clamps keine Rücksetzung, das heißt sie kehren in ihren ursprünglichen Zustand zurück, ohne dass die Versorgung unterbrochen werden muss Varistor Ein Varistor ist ein nichtlinearer Widerstand (VDR), dessen Widerstand sich je nach angelegter Spannung ändert. Es gibt verschiedene Varistortypen, einschließlich Selen- und Siliciumkarbidtypen.Bei den am häufigsten verwendeten, handelt es sich jedoch um Metalloxid-Varistoren (MOV). Ein MOV besteht aus vielen mikroskopischen Schichten von ZnO, die zusammengepresst und dann gesintert wurden. 107 117 An den Korngrenzen werden die einem Halbleiterübergang ähnlichen Übergangseffekte hervorgerufen, sodass die interne Struktur eines VDR mit Hunderten von in Matrizenform in Seriell- und Parallelkreisen gegeneinander geschalteten Dioden verglichen werden kann. Ist die angelegte Spannung kleiner als die Zenerspannung der Dioden, fließt ein sehr geringer elektrischer Strom, wenn aber die Zenerspannung überschritten wird, tritt ein massiver Stromanstieg auf. Infolge der Kombination von sehr vielen pn-übergängen in Reihe kann die Zenerspannung sehr hoch bis auf mehrere Hundert Volt erhöht werden. Da sich die Dioden in gegeneinander geschalteten Paaren befinden, ist der Effekt symmetrisch, und ein MOV schützt sowohl vor positiven als auch negativen Überspannungen. I[mA] I 100 V 50 -V n -100 V[V] 100 Vn 200 Abb. 4.8: Strom-Spannungs-Kennlinie des Varistors Die in Abb. 4.8 gezeigte Strom-Spannungs-Kennlinie folgt dem Potenzgesetz, wie die Gleichung 4.1 zeigt: I = k V α Gleichung 4.1: VDR-Charakteristik wobei k eine bauteilspezifische Konstante ist und α die Krümmung nach dem Knickpunkt darstellt. Die typischen Werte für verschiedene Schutzkomponenten: α = 35 Überspannungs-Suppressordioden α = 25 MOV α = 8 Selenzellen α = 4 Siliciumkarbid-VDRs MOMOVs haben eine kurze Ansprechzeit, weshalb sie auch sowohl transiente als auch andauernde Spitzen unterdrücken können, sind aber nicht schnell genug, um die ESD-Überspannungen in Submikrosekunden-Zeitrahmen zu unterdrücken. Darüber hinaus können sie durch repetitive Überspannungsimpulse beschädigt werden, da jegliche Inhomogenität in der internen Kornstruktur lokale Überhitzungseffekte verursacht, die zur allmählichen Verschlechterung der Performance führen (erhöhter Ableitstrom). Mehrschichtige MOVs (MLVs) sind ein Versuch, diese Verschlechterung hinauszuzögern, sodass das Bauteil einer größeren Anzahl interner Störungen standhalten könnte, ohne vollständig auszufallen. Wird die interne Verlustleistung jedoch viel zu hoch, schmelzen alle MOVs und fallen komplett aus. Deshalb sollte ein MOV immer mit einer Eingangssicherung verwendet werden. Das Energie-Rating(in Joule) ist ein Hinweis auf die erwartete Lebensdauer eines MOV bezüglich repetitiver Spitzen und ein wichtiger Auswahlfaktor. 108 118 Suppressordiode Im Unterschied zum VDR wird der durch eine Suppressordiode gebotene Schutz durch einen Einfach-pn-Übergang gewährleistet, verfügt jedoch über einen viel größeren Querschnitt für den Stromweg. Suppressordioden bezeichnet man auch als TVS (Transient Voltage Suppressors), Silizium-Lawinendioden (SAD)-Suppressors oder anderer herstellerspezifischer Bezeichnungen. Die unipolare Strom-Spannungs-Kennlinie ist dieselbe wie die einer Zener-Diode (siehe Abb. 4.9), Suppressordioden sind jedoch so beschaffen, dass sie ein viel höheres Verhältnis von Spitzen-zu-Durchschnittsleistung erlauben. I I RM V CL V BR V RM I R V I PP Abb. 4.9: Strom-Spannungs-Kennlinie einer unipolaren Suppressordiode Wie in Abb. 4.9 gezeigt, verhält sich eine Suppressordiode im ersten Quadrant (oben rechts) wie eine normale Diode in Vorwärtsrichtung und im dritten Quadrant (unten links) wie eine Zener-Diode in Sperrrichtung. Der dritte Quadrant wird durch drei Paare von Werten bestimmt; die Nennspannung V RM (Stand-off-Sperrspannung) beim Sperrstrom I RM, der die zusätzliche Belastung der Versorgung infolge des Ableitstroms bezeichnet, die Zenerspannung V BR beim Sperrstrom I R, am Kniepunkt der Kennlinie sowie die Clamping-Spannung V CL, spezifiziert beim maximal zulässigen Strom I PP. Die Suppressordiode sollte so gewählt werden, dass die normalen Arbeitsspannungen dem Wert V BR nahe kommen, diesen jedoch nicht überschreiten. Darüber hinaus kann ein Strombegrenzungswiderstand erforderlich sein, um zu gewährleisten, dass I PP nicht überschritten wird. Da eine Suppressordiode eine unipolare Diode ist, kann sie nur auf positive Überspannungen reagieren. Deshalb enthalten die meisten TVS-Gehäuse zwei gegeneinander geschaltete Suppressordioden, um als bipolare TVS-Diode sowohl positive als auch negative Spitzen zu beschränken. Der Vorteil von Suppressordioden gegenüber MOVs besteht darin, dass sie nicht durch repetitive Spitzen beeinträchtigt werden und niedrigere Zenerspannungen mit genaueren VBR-Werten haben; folglich können sie sowohl Niederspannungs- als auch Signalleitungen schützen. TVS Abb. 4.10: Bipolares TVS-Symbol 109 119 4.5.3 OVP unter Verwendung mehrerer Bauteile Die Sperrcharakteristik der einzelnen Komponenten deckt häufig nicht alle Anforderungen des Überspannungsschutzes ab. Um die gewünschten Gesamteigenschaften zu erreichen, kann es deshalb erforderlich sein, verschiedene Bauteile parallel zu schalten. Wie in vorhergehenden Abschnitten gezeigt, sind Varistoren oder Suppressordioden für OVP in vielen DC/ DC-Anwendungen geeignet, jedoch sind in manchen Fällen Kombinationen beider notwendig, um den Eingang eines DC/DC-Wandlers angemessen zu schützen. MOVs weisen eine hohe Stromdurchlässigkeit, aber auch hohe Clamping-Spannungen auf. Andererseits haben TVS-Dioden sehr kurze Schaltzeiten (im Nanosekundenbereich), und der VBR kann herabgesetzt werden, jedoch ist auch die Nennleistung eingeschränkt. Die allgemeine Regel lautet: Je schneller ein Schutzelement anspricht, desto geringer die Leistung, die es bewältigen kann. Für eine volle OVP heißt dies, dass der Schutzmechanismus so in Reihe geschaltet werden muss, dass das Element, das den höchsten Strom aufnehmen kann, auch das erste in der Reihe sein muss. Abb zeigt eine typische Anordnung: Schmelzsicherung Z S V + - C R L Abb. 4.11: Aus mehreren Schutzelementen gebildete OVP Abb zeigt ein aus mehreren Stufen gebildetes OVP-Netzwerk. Wenn sich der MOV überhitzt und ausfällt, schützt die Schmelzsicherung vor Kurzschluss, ansonsten absorbiert der MOV am Eingang die meiste Energie der Überspannung. Während der Zeit, die der MOV für eine Reaktion benötigt, wird die Eingangsspannung durch das TVS-Element mit Strombegrenzung, die die Serienimpedanz ZS gewährleistet, beschränkt. Schließlich hilft der Eingangskondensator, jegliche restliche pulsförmige Energie zu absorbieren. 600V 500V Eingangs- Überspannung Eingangs- Überspannung mit MOV Eingangs- Überspannung mit MOV + TVS Eingangs- Überspannung mit MOV + TVS + Kondensator 400V 300V 200V 100V Vnom 1µs 2µs 3µs 1µs 2µs 3µs 1µs 2µs 3µs 1µs 2µs 3µs Abb. 4.12: Mit OVP-Schaltkreis aus Abb verbundene Wellenformen 110 120 Wenn die Eingangsspitzen besonders energiereich sind, können TVS-Bauteile nebengeschaltet werden, um den Strom auf mehrere Schutzelemente aufzuteilen. Es wird nicht empfohlen, mehrere MOVs parallel zu schalten, da dies die Chance eines Ausfalls erhöhen würde. Gegebenenfalls ist es besser, ein einzelnes Element mit einem höheren Joule-Wert auszuwählen. ZS kann ein Widerstand sein, was kostengünstig ist. Es sollte jedoch beachtet werden, dass er in Serie mit dem Eingang geschaltet ist, sodass er auch für den regulär auftretenden DC-Dauerstrom ausgelegt sein muss, wodurch der Gesamtwirkungsgrad reduziert wird. Eine bessere, aber auch teurere Wahl ist eine Drossel mit einem Serienwiderstand im Bereich von 100mΩ OVP-Standards Die Datenblatt-Performance der OVP-Bauteile gibt nur theoretische Werte wider und können auch nur theoretisch sein, da der praktische Effekt einer Schutzbeschaltung u. a. auch von der Stabilität der Komponenten des DC/DC-Wandlers sowie vom gesamten realen Aufbau abhängt. Sogar kleine PCB-Streuinduktivitäten und Impedanzen können das Ergebnis erheblich beeinflussen. Daher ist eine praktische Prüfung erforderlich, um das schaltungsinterne Verhalten der OVP zu überprüfen und dessen tatsächliche Performance zu verifizieren. Da es wenig praktikabel ist, im Test auf eventuell zufällig auftretende Überspannungstransienten und -spitzen zu warten, wurden sowohl auf nationaler als auch auf internationaler Ebene verschiedene Prüfnormen festgelegt. Die internationale Norm IEC definiert beispielsweise eine Überspannung als von einem Hochspannungsimpulsgeber mit 2 Ω Quellenimpedanz (von Eingang zu Eingang) oder 12Ω Quellenimpedanz (von Eingang zu Erde) bereitgestellte Transiente mit einer Anstiegszeit von 1,2μs, die wieder zu 50% ihres Spitzenwertes innerhalb von 50μs abfällt. Die Spitzenspannung dieses 1,2/50μs-Impulses kann, je nach der Installationsklasse des Produktes, zwischen 0,5kV und 4kV gewählt werden. Obwohl es möglich ist, einen eigenen Überspannungsprüfer (surge tester) einzusetzen (die Norm beinhaltet entsprechende Anweisungen), empfiehlt es sich, ein kalibriertes Test-Setup mit den Normvorgaben entsprechendem Verhalten zu erwerben. Leerlaufspannung Level (kv) 1 ±0.5 2 ±1 3 ±2 4 ±4 x Sonderfall O1 A T T1 B T2 30% max { Tabelle 4.2: IEC Messpegel 111 121 Die Norm definiert auch die Wirkungen, die nach solch einem Überspannungsfall auftreten können: Klasse Ergebnis A Normale Funktion Vorübergehender Funktionsausfall, Wiederherstellung normaler Funktion erfolgt automatisch B Vorübergehender Funktionsausfall, erfordert manuelle Rücksetzung zur Wiederherstellung normaler Funktion C D Permanenter Verlust der Funktion oder Performance Tabelle 4.3: IEC Leistungsgrad Es gibt vergleichbare internationale Normen, die Störfestigkeit gegen schnelle transiente elektrische Störgrößen/Bursts (z. B.: IEC : Wellenform 5/50ns, wiederholt bei 5kHz für 15ms oder bei 100kHz für 0,75ms) und elektrostatische Entladungs-Spannungspegel (ESD) definieren OVP durch Abschaltung Die Auswahl des Prüfprotokolls hängt stark von der Anwendung des Endverbrauchers ab, darüber hinaus gibt es weitere OVP-Prüfnormen, die anwendungsspezifisch sind. Die Bahnnorm EN50155 fordert beispielsweise eine Störfestigkeit gegen Stoß-spannungen von 140% der Nenneingangsspannung für 1 Sekunde. Solch eine lang andauernde Stoßspannung kann ohne Abbau überschüssiger Leistungsmengen nicht auf einfache Weise beschränkt werden. Eine Lösung besteht darin, den Eingang für die Dauer der Überspannung abzuschalten, um den DC/DC-Wandler zu schützen. Für diese Aufgabe sind kundenspezifische Controller-ICs verfügbar, die eine Überspannungs-Detektorschaltung sowie einen FET-Gatetreiber enthalten, die die Versorgungsspannung in <1 μs (Abb. 4.13) ausschalten können. V OUT+ FET + - VIN OV Nom. t VIN+ Gate Messung TRENN- STEUERUNG OV Nom. VOUT t VIN- V IN- Abb. 4.13: OVP-Trennschutz Das OVP-Trennverfahren ist nicht nur für den Langzeit-Überspannungsschutz sinnvoll, es ist auch eine der wenigen zuverlässigen Schutzschaltungen bei sehr niedrigen Eingangsspannungen. Eine Eingangsspannung des DC/DC-Wandlers z. B. von 1,2V kann nicht einfach unter Verwendung konventioneller OVP-Bauteile geschützt werden, da der Temperaturkoeffizient eine wesentliche Fehlerquelle darstellt: Entweder fangen die Dioden bei der Nennspannung an zu leiten oder die Clamping-Spannung wird höher als benötigt. 112 122 Natürlich besteht der Nachteil des Trennschutz-OVPs darin, dass dem DC/DC-Wandler während der Dauer der Überspannungssituation die Eingangsleistung entzogen wird. Für kurze Trennzeiten kann die Eingangsspannung zum DC/DC durch Hinzufügen eines entsprechend großen Kondensators am Eingang erhalten werden, für lange Trennzeiten kann jedoch eine Notstromumschaltung oder ein Supercap-Speichersystem erforderlich sein. Im folgenden Abschnitt wird diese Lösung untersucht. 4.6 Spannungseinbruch und -unterbrechung In Stromverteilungssystemen können plötzliche Lasterhöhungen wesentliche Spannungsabfälle verursachen. Im Idealfall sollten diese kurzfristigen Rückgänge die nachfolgenden Stromversorgungskomponenten nicht beeinflussen. Die typische Lösung zum Schutz eines DC/DC-Wandlers vor Eingangsspannungseinbruch und -unterbrechung besteht darin, ausreichend Energie im Kondensator zu speichern, um den Wandler während der Zeit des Spannungseinbruches betriebsbereit zu halten. Abb zeigt einen einfachen Schaltkreis. D V IN C V IN - DC/DC- Wandler Abb. 4.14: Überbrückung von Eingangsspannungseinbrüchen und -unterbrechungen Der Schaltkreis besteht aus einer Entkoppeldiode D und einem oder mehreren Kondensatoren C. Der Kondensator C wird im Normalbetrieb auf Arbeitsspannung V IN - V Diode geladen. Bei einem Eingangsspannungseinbruch oder einer -unterbrechung sperrt die Diode und verhindert das Entladen des Kondensators über die Versorgung, sodass die gesamte im Kondensator C gespeicherte Energie nun für den DC/DC-Wandler verfügbar ist. Die Spannung am Kondensator beginnt nun an zu sinken, da er sich in den DC/DC-Wandler entlädt. Dieses Verhältnis lässt sich jedoch nur auf komplizierte Weise berechnen, da der DC/DC-Wandler eine konstante Leistung aufnimmt und der Eingangsstrom somit umgekehrt proportional zur Eingangsspannung ist. Die in einem Kondensator gespeicherte Energie EC ist gleich der Kapazität C, multipliziert mit der zum Quadrat genommenen Spannung V C, wobei V C gleich der Eingangsspannung V IN minus des Spannungsabfalls an der Diode D ist. EC = 2 1 C VC 2 Wenn bei t 0 = 0 die Eingangsspannung unterbrochen wird, beginnt die Spannung am Kondensator laut der Kondensatorentladungsgleichung exponentiell abzufallen: VC (t) = VC (t = 0) e -t/rc 113 123 Der aufgeladene Kondensator kann bis zu der Zeit t 1 entladen werden. Zeit t 1 ist die Zeit, zu der die Kondensatorspannung V C der minimalen Eingangsspannung V IN,MIN des DC/DC-Wandlers gleicht. Die im Kondensator verbleibende Energie ist dann: EC (t1) = 1 C 2 VIN,MIN 2 Die Energie, die zur Sicherstellung der Eingangsspannung im Laufe des Zeitintervalls t 0 - t 1 erforderlich ist, beträgt somit: E BACK = E C (t 0 ) - E C (t 1 ) = 0.5 C (V IN ² - V IN,MIN ²) Diese Energie muss die im Laufe der Backupzeit t BACK notwendige Eingangsspannung bereitstellen. Die erforderliche Eingangsleistung kann aus der Ausgangsleistung und dem Wirkungsgrad berechnet werden und ergibt: EBACK tback = = C (VIN 2 - VIN,MIN 2 ) POUT 2 POUT Gleichung 4.2: Berechnung der Backupzeit Nach Umformung dieser Gleichung ergibt sich die erforderliche Stützkapazität: CBACK = 2 tback POUT (VIN 2 - VIN,MIN 2 ) Gleichung 4.3: Berechnung des Stützkondensators Diese Gleichungen besagen, dass je größer der Stützkondensator ist, desto länger ist die Backupzeit. Da große Kondensatoren jedoch viel Platz einnehmen, gibt es häufig physikalische Beschränkungen im Hinblick auf die Größe von C. Die Gleichungen besagen jedoch auch, dass die gespeicherte Energie proportional zu V C2, ist. Je breiter der Eingangsspannungsbereich des DC/DC-Wandlers also ist, desto besser. Der DC/DC-Wandler muss so gewählt sein, dass die Nenn-V IN nahe der maximalen Eingangsspannung des Wandlers liegt, um die maximale Backupzeit zu erzielen. Auch ein hoher Wirkungsgrad oder Last-Derating sind hilfreich. Die einfache Schaltung in Abb besitzt zwei Nachteile. Der Spannungsabfall an der Diode D ist ein zusätzlicher Verlust, der den Wirkungsgrad während des Normalbetriebs verringert, und der hohe Einschaltspitzenstrom zum Aufladen des großen Stützkondensators kann ein Problem für die Primärspannungsversorgung darstellen. Diese beiden Probleme können durch die in Abb gezeigte Variante der Trennsteuerung, die bei Unterspannung anstelle von Überspannung ausschaltet und über eine Soft-Start-Funktion zum Verringern des Einschaltspitzenstroms verfügt, gelöst werden. 4.7 Einschaltspitzenstrom-Begrenzung Häufig wird dem Problem des Einschaltspitzenstroms (engl.: inrush current) zu wenig Aufmerksamkeit gewidmet. Um leitungsgebundene Störungen zu verringern, verfügen alle DC/ DC-Wandler über eine interne Filterschaltung. Bei diesem Filter handelt es sich zumindest um einen einfachen Eingangskondensator, häufiger jedoch um einen RC- oder LC-Tiefpassfilter oder π-filter. 114 124 Gute Filterkondensatoren verfügen über einen sehr niedrigen äquivalenten Serienwiderstand (ESR), was bedeutet, dass sie fast einen Kurzschluss an den Eingangsklemmen darstellen, wenn Spannung an den ungeladenen Kondensator angelegt wird. Ein MLCC-Kondensator kann über einen ESR unter 100mΩ verfügen. Der Einschaltspitzenstrom I IR ist eine Erscheinung, die nur beim Starten auftritt. Die Spitzenströme können jedoch um Größenordnungen höher sein als der Eingangsstrom im regulären Dauerbetrieb. Da die Eingangskondensatoren fast einen Vollkurzschluss darstellen, ist der Strom nur durch die Impedanz der Anschlussleitungen (Z L ) und den Innenwiderstand der Stromversorgung (Z IS ) beschränkt. Z IS Z L I IR + - V 0 DC/DC- Wandler Abb. 4.15: Einschaltspitzenstrom-Modell Neben dem Einschaltspitzenstrom infolge der Eingangsfilterkondensatoren versucht auch der DC/DC-Wandler zu starten. Der Transformator wird mit Strom versorgt, und die Kondensatoren in der Last werden aufgeladen. Alle diese Energieströme überlagern sich, sodass üblicherweise mehrere Einschaltstromspitzen und -abfälle auftreten, bevor der Eingangsstrom stabilisiert ist. Abb zeigt das Beispiel eines 2-W-Wandlers mit einem normalen Eingangsstrom von 80mA, aber einem Einschaltspitzenstrom von fast 8A. Obwohl solcher Einschaltspitzenstrom für einen Kleinleistungswandler bedrohlich hoch erscheint, dauert er nur 10μs an. Abb. 4.16: Beispiel für Einschaltspitzenstrom 115 125 In Point-of-Load-Architekturen werden viele DC/DC-Wandler parallel mit Zwischenkreis-Busversorgung angeschlossen. Daher gibt es viele parallel geschaltete niedrig-esr-eingangsfilterkondensatoren, die zu extrem hohen Einschaltspitzenströmen führen können, falls keine entsprechenden Vorkehrungen getroffen werden. Um den Einschaltspitzenstrom unter Kontrolle zu halten, können Wandler in komplexen Systemen in Reihe geschaltet werden. Andernfalls kann eine Softstart-Schaltung wie in Abb gezeigt zur Reduzierung des Einschaltspitzenstroms verwendet werden: V IN + R Q 1 C 1 R 2 DC/DC- Wandler R L V IN - Abb. 4.17: Einschaltspitzenstrom-Begrenzer (Soft-Start) Der Einschaltspitzenstrom-Begrenzer funktioniert durch Kurzschließen eines Strombegrenzungswiderstandes R L erst, nachdem sich der Eingangsstrom stabilisiert hat. Der Feldeffekttransistor Q 1 ist ein N-Kanal-MOSFET, der durch das aus R 1, R 2 und C 1 gebildete RC-Netzwerk gesteuert wird. Beim Einschalten der Versorgung ist C 1 noch ungeladen und die Gate-Spannung niedrig gehalten, sodass Q 1 AUS ist. Die Eingangskapazität des DC/DC-Wandlers wird durch R L langsam geladen und der Einschaltspitzenstrom wird so gering gehalten. Inzwischen lädt sich C 1 durch R 1, bis am Gate von Q 1 die Spannung V IN R 2 /(R 1 + R 2 ) erreicht wird. Diese Spannung muss ausreichend gewählt werden, um den FET durchzuschalten, der dann den Serienwiderstand R L kurzschließt. Bei kleinen Werte von C 1 kann die Gate-Kapazität CG ein wesentlicher Faktor sein und kann unter Verwendung der Ladezeitkonstante τ = (R 1 R 2 ) (C 1 C G ) berechnet werden. Der FET muss so gewählt werden, dass er den Eingangsstrom im ungünstigsten Fall kontinuierlich leiten kann (worst case: maximale Ausgangslast mit einer minimalen Eingangsspannung). R 1 und R 2 sollen so dimensioniert sein, dass die Gate-Spannung höher ist als der spezifizierte minimale Wert von V GS bei minimaler Eingangsspannung. Die Auswahl von R L hängt vom Anwender ab. In der Regel sind jedoch einige Ohm ausreichend, um den Einschaltspitzenstrom auf ein annehmbares Niveau zu verringern, ohne dem DC/DC-Wandler so viel Strom zu entziehen, dass er nicht ordnungsgemäß starten kann. Die Norm ETSI ETS definiert den maximal zulässigen Einschaltspitzenstrom als 48 x den Nenneingangsstrom. 116 126 Bei dem in Abb gezeigten Beispiel würde ein Serienwiderstand von 6Ω ausreichen, um den Wandler ETSI-konform zu machen. Da es sich um einen Kleinleistungswandler handelt, beträgt der Verlust durch den Widerstand während des Normalbetriebs in der Praxis nur 40mW, und die Einschaltsspitzenstrom-Begrenzerschaltung in Abb würde überflüssig. In einigen Anwendungen kann ein NTC als Einschaltspitzenstrom-Begrenzer verwendet werden. Der NTC verfügt ursprünglich über einen hohen Widerstand, der den Einschaltspitzenstrom beschränkt. Da er sich bei Stromdurchfluss erwärmt, verringert er mit der Zeit seinen Widerstand, was einen Anstieg des DC/DC-Wandlereingangsstroms zur Folge hat. Der Hauptnachteil besteht darin, dass der NTC kontinuierlich Leistung umsetzen muss, damit er warm genug bleibt, um seinen niederohmigen Zustand aufrechtzuerhalten. 4.8 Lastbegrenzung Eine weitere Möglichkeit, den Einschaltspitzenstrom zu verringern, besteht darin, die Last am Wandler während des Startens zu verringern. Dies senkt den lastabhängigen Anteil des Einschaltspitzenstroms und behält nur den infolge der Eingangsfilterkapazität vorhandenen Anteil. Es gibt zwei Hauptvarianten von Lastsenkung: Ausgangs-Soft-Start und Ausgangs-Lastzuschaltung. Der Ausgangs-Soft-Start arbeitet mit Wandlern mit einer Ausgangsspannungsabgleichfunktion und eignet sich hauptsächlich nur für ohmsche Lasten. Der Ausgangsstrom ist zur Ausgangsspannung proportional. Wurde nun die Ausgangsspannung ursprünglich auf low gesetzt, bleibt der Ausgangsstrom auch niedrig, weshalb auch der Einschaltspitzenstrom niedriger ausfällt. Hat sich der Anlauf stabilisiert wird nun die Ausgangsspannung bis zur gewünschten Arbeitsspannung linear angehoben. V IN + V OUT + Crtl GND V ADJ R 1 D1 On/Off TR 1 C 1 Abb. 4.18: Ausgangs-Soft-Start Abb zeigt ein Beispiel dieses Verfahrens unter Verwendung eines RECOM Buck-Schaltreglers der R-6112x-Serie. Wird die Versorgungsspannung am Wandler angelegt, ist der Kondensator C1 anfangs noch ungeladen. Der PNP-Transistor wird voll einge schaltet, und der V ADJ -Pin wird auf die V OUT +-Spannung gezogen. Dies bewirkt, dass die Ausgangsspannung auf die minimale Ausgangsspannung eingestellt wird. 117 127 Mit dem Wandler R-6112x mit einem 1A Nennausgang wird beispielsweise die Ausgangsspannung bei 275mA auf 3,3V bzw. über ein Viertel der Volllast heruntergeregelt. Da C 1 durch R 1 geladen wird, sinkt der Strom durch T R1, und die Ausgangsspannung erhöht sich linear und erreicht schließlich die volle Nennausgangsspannung. Diode D 1 gewährleistet, dass C 1 schnell entladen wird, wenn der Wandler nach Abschaltung für den nächsten Ausgangs-Soft-Start bereit ist. Die zweite Methode einer Einschaltspitzenstrombegrenzung ist die Lastzuschaltung. Dieses Verfahren arbeitet mit beliebigen Wandlern oder Lasttypen. Die Ausgangslast wird erst angelegt, nachdem sich die Ausgangsspannung stabilisiert hat. Deshalb hat der Einschaltspitzenstrom eine doppelte Spitze; einmal mit Schalter EIN und einmal mit Last EIN. Das verteilt den gesamten Einschaltspitzenstrom über eine längere Zeit und verringert den maximalen Spitzenstrom. Der Ausgangslastschalter ist eine Variante der in Abb gezeigten Einschaltspitzenstrom-Begrenzerschaltung. Der Feldeffekttransistor Q1 ist ein N-Kanal-MOS- FET, der durch das mit R 1, R 2, R 3 und C 1 gebildete RC-Netzwerk gesteuert wird. Beim Einschalten ist C 1 noch ungeladen und die Gate-Spannung des MOSFET ist niedrig, sodass Q 1 AUS ist. Dann wird C 1 über R 1 aufgeladen, bis das Gate des Q 1 die Spannung VRL x R2 / (R1 + R2) erreicht hat. Diese Spannung wird muss ausreichend hoch sein, um den FET sicher einzuschalten und die Last an den Wandlerausgang nierdohmig anzuschalten. R 3 ist ein hoher Widerstand, der mit Kondensator C 1 den sich ergebenden Ausgangsspannungseinbruch infolge des plötzlichen Zuschaltens der Last abfiltert. R 1 und R 2 sind so zu dimensionieren, dass die Gate-Spannung höher ist als die spezifizierten minimalen Werte für V GS bei Nennausgangsspannung. Diode D 1 gewährleistet, dass sich C 1 schnell entlädt, wenn der Wandler ausgeschaltet ist, und für den nächsten Einschaltzyklus bereit ist. V OUT + R 1 D 1 R 3 V RL R 2 C 1 Q 1 V OUT - Abb. 4.19: Zuschaltung des Lastausgangs 118 128 4.9 Unterspannungsabschaltung Wenn die Eingangsspannung viel zu niedrig ist, kann der Eingangsstrom die Grenzwerte der im DC/DC-Wandler verbauten Bauteile überschreiten. Deshalb verfügen manche Wandler über eine interne Steuerschaltung, die den Wandler im Fall einer zu niedrigen Eingangsspannung sperrt. Dieser Schaltkreis heißt Unterspannungsabschaltung (engl.: Under Voltage Lockout - UVL). Der praktische Nutzen des UVL-Schaltkreises sollte nicht unterschätzt werden. Nehmen wir zum Beispiel eine Anwendung, die 12W Ausgangsleistung mit einer 12V Versorgung benötigt. Bei der Nenneingangsspannung würde eine Versorgung mit 1A ausreichen, sodass vielleicht eine Primärstromquelle von 1,5A spezifiziert werden könnte. Der Wandler verfügt in der Regel über einen Eingangsspannungsbereich von 9 bis 18V, sodass er beim Einschalten zu arbeiten anfängt, sobald sich die Eingangsspannung über 9V linear erhöht, und 1,3A verbraucht. Ohne UVL-Schaltkreis kann der Wandler jedoch schon bei 7V einen Startversuch unternehmen, obwohl dies außerhalb der Spezifikation liegt und verbraucht 1,7A. Dies liegt über dem Wert, der durch die Strombegrenzung der Versorgung begrenzt würde. Das Netzteil und der Wandler können einige Zyklen lang wechselwirken, bevor der Wandler schließlich ordnungsgemäß startet. Inzwischen erhält die Last mehrere ungeregelte Spannungsstöße, die mitunter die Anwendung zerstören könnten. Somit schützt eine UVL-Funktion nicht nur den DC/DC-Wandler, sondern auch Last und Primärstromquelle vor unzulässigen Betriebszuständen. Falls kein DC/DC-Wandler mit eingebauter UVL-Funktion verfügbar ist, kann die in Abb gezeigte externe Schaltung verwendet werden, um den Wandler zu sperren, bis sich die Eingangsspannung stabilisiert hat. Ein Op-Verstärker mit eingebauter Referenzspannung wie der LM10 ist eine geeignete Wahl. P-MOSFET V IN + R 3 R R 2 + _ DC/DC- Wandler + - V REF V IN - Abb. 4.20: Beispiel eines UVL-Schaltkreises Schalter EIN: Schalter AUS: VUVL = VREF ( VUVL = VREF ( R1 (R2 + R3) + R2R3 R2R3 ) R1 (R2 + R3) + R2R3 R2 (R2 + R3) ) 119 129 V IN V UVL (Anstieg) V UVL (Fall) Wanlder EIN Wandler AUS Wandler EIN Abb. 4.21: Unterspannungsabschaltfunktion 5. Filterung von Wandlereingang und -ausgang 5.1 Einteilung Alle DC/DC-Wandler haben eine Restwelligkeit in der Ausgangsspannung infolge des Aufund Entladens des Ausgangskondensators mit jedem Taktimpuls des internen Oszillators. Diese Ausgangswelligkeit hat je nach Topologie eine Frequenz, die entweder dieselbe oder doppelte Wandlerschaltfrequenz ist und in der Regel im 100-bis 200-kHz-Bereich liegt. Der Welligkeit überlagert sind Schaltspannungsspitzen mit einer viel höheren Frequenz, üblicherweise im MHz-Bereich. Auch der Eingangsstrom besitzt eine Welligkeit mit zwei Komponenten: eine DC-Komponente, die lastabhängig ist, und eine AC-Komponente, die als Rückwelligkeitsstrom (eng.: back ripple current) oder reflektierter Strom, der durch den vom internen Oszillator hervorgerufenen pulsierenden Strom hervorgerufen wird, bezeichnet wird. Kleinere Hochfrequenzstörungen, die den Schaltspannungsspitzen entsprechen, überlagern diese kombinierte Wellenform. Im Allgemeinen verursacht der DC-Strom solange keine Probleme, wie die Primärspannungsversorgung entsprechend dimensioniert ist. Jedoch können die AC-Stromimpulse in anderen Teilen des Systems infolge von Streuinduktivitäten und -kapazitanzen in Leiterbahnen, Anschlussleitungen und Steckverbindungen Störungen hervorrufen. Darüber hinaus führt der Eingangsstrom zu einem Spannungsabfall an den Zuleitungen infolge des resultierenden Widerstands. Bei pulsierendem Strom pulsiert auch der Spannungsabfall, wobei die Zuleitungen wie eine strahlende Antenne wirken. Deshalb müssen sowohl die Eingangs- als auch Ausgangswelligkeit z. B. durch Verwendung von externen Filtern verringert werden, jedoch aus verschiedenen Gründen: Der Ausgangsfilter soll die Ausgangsspannung glätten, während der Eingangsfilter weitere Störungen verringern soll. Dimensionierung und Bauteil-Auswahl dieser Filter sind keineswegs trivial, weil sowohl die Eingangs- als auch Ausgangs-Störungen unterschiedliche Frequenzen enthalten und sie sowohl asymmetrische (differential mode - DM) als auch symmetrische (common mode - CM) Störungen enthalten. 120 130 I DM + V IN + V OUT + I CM /2 I CM /2 DC/DC-Wandler V DM V CM V IN - V OUT - I DM - Abb. 5.1: Schaltbild von durch DC/DC-Wandler erzeugten Interferenzen Die Applikationsingenieure von Recom werden immer wieder gefragt, warum die notwendigen Ein- und Ausgangsfilter nicht einfach in den Wandlern miteingebaut werden. Die Antwort ist, dass einfache Filter in allen Konstruktionen integriert sind, um für die meisten Applikationen Wandler mit einem annehmbaren Grad an Eingangs- und Ausgangswelligkeit zu liefern. Man könnte für einen höheren Preis bessere integrierte Filterung anbieten, was aber wiederum andere Anwender benachteiligen würde, die keine bessere Performance benötigen als die vom Standardprodukt gebotene. Darüber hinaus besitzen viele Produktfamilien sehr kleine Bauformen die schlichtweg nicht genügend Raum im Wandler bieten, um größere Induktoren und Kondensatoren zu integrieren. Viele Anwender, die nur über wenig Platz auf der Leiterplatte der Applikationen verfügen, schätzen preiswerte und kleine DC/DC-Module und akzeptieren somit lieber den Kompromiss, dass Restwelligkeit und Rauschen etwas höher sind. Anwender, die besonders niedrigere Restwelligkeitswerte benötigen, sehen zusätzliche externe Filter vor, die den speziellen Anforderungen angepasst sind. Dies führt in der Regel zu besseren Ergebnissen als integrierte Standardfilter die ein sehr breites Spektrum abdecken sollen. Häufig ist es auch eine Frage der Kosten, da gerade bei kostensensitive Applikationen der hohe Befilterungsgrad nicht erforderlich ist. Hier werden meist kostengünstigere DC/DC-Wandler bevorzugt. 5.2 AC-Eingangsstrom (back ripple current) Der Eingangs-Rückwelligkeitsstrom wird in Milliampere Spitze-Spitze (map-p), in der Regel bei der Nenneingangsspannung und Volllast, definiert. Aber bevor er gefiltert werden kann, muss dieser zuerst messtechnisch ermittelt werden Messung des Rückwelligkeitsstroms Die Messung des Eingangsstromes ist alles andere als trivial. Die einzig korrekte Methode ist die Messung mit einer Stromzange und einem ausreichend schnellen Oszilloskop, mind. 100 MHz. Die üblichen DC/AC - Stromzangen zeigen immer korrekt an, der Gleichanteil im Signal führt keineswegs zur Kernsättigung, da die Zangen mit Flußkompensation arbeiten, d.h., der Fluß im Meßkern bleibt stets bei Null. 121 131 AC - Zangen können hingegen nicht verwendet werden, sind auch eher selten. Digital-Speicher-Oszilloskope können alle Kennwerte der Signale berechnen und anzeigen, so daß man eigentlich keine weiteren Meßgeräte benötigt. (Hinweis: Billige DSOs können grob falsche Anzeigen und Meßwerte liefern, 10 MB Speicher sollten vorhanden sein, unbedingt prüfen!) Hingegen sind alle Messungen mit Digital - Multimetern mit größter Vorsicht zu genießen. Ohne genaue Kenntnis der Geräteeigenschaften ist jede Anzeige wertlos! Es können der Strommittelwert, der Effektivwert, der Spitzenwert etc. angezeigt werden. Eine korrekte Effektivwertanzeige setzt genügende Bandbreite und hohen crest Faktor voraus. Messungen mit Shunt sind besonders anfällig für Fehler, auch bei Verwendung von induktionsfreien Metallfolienwiderständen mit Vierpolabgriff, u.a. auch durch Masseprobleme. Metallfilmwiderstand Abb. 5.2: Korrektes Messverfahren Abb. 5.3: Nicht korrekte (links) und korrekte (rechts) Ergebnisse für denselben Rückwelligkeitsstrom 122 132 5.2.2 Maßnahmen zur Reduktion des AC-Eingangsstromes Die einfachste Weise, den Rückwelligkeitsstrom zu verringern, besteht darin, einen Elektrolytoder Tantalkondensator mit einem niedrigen ESR an den Eingangspins des DC/DC-Wandlers hinzuzufügen. Der Kondensator liefert die Energie für den pulsierenden Welligkeitsstrom mit viel niedrigerer Impedanz, als die primäre Stromquelle das durch die Leitungsimpedanz könnte. Somit versorgt die primäre Stromquelle die DC-Komponente des Eingangsstroms und der Kondensator puffert einen großen Teil der AC-Komponente des Eingangsstroms, sodass der AC-Strom, der von der primären Stromquelle fließt, nachfolgend wesentlich verringert wird. Abb. 5.4 veranschaulicht die Konzeption: DC-Komponente des Eingangsstromes + - Z L Leitungsimpedanze V IN + DC/DC- Wandler AC-Komponente des Eingangsstroms V IN - Abb. 5.4: Verminderung des Rückwelligkeitsstroms mit Eingangskondensator Die folgenden Oszilloskop-Signale zeigen die Auswirkung eines Eingangskondensator auf den Rückwelligkeitsstrom eines DC/DC-Wandlers. Die Kurven wurden mit einem 1-Ω-Shuntwiderstand erstellt, um ein besser aufgelöstes Signalbild zu erhalten: Abb. 5.5: Wirkung eines 47-μF-Kondensators an den Eingangsklemmen des DC/DC-Wandlers Der Rückwelligkeitsstrom wurde durch das Hinzufügen eines 47-μF-Kondensators mit einem ESR-Wert von 100kHz mehr als halbiert. Wird ein teurerer Kondensator mit einem ESR von nur 35mΩ verwendet, ist es schwierig, die Restwelligkeit am Oszilloskop zu messen, da nur die Störspitzen infolge der Schaltstörungen als leicht messbare Störung übrig bleiben. 123 133 Praktischer Hinweis Eine Alternative zur Nutzung von sehr teuren Ultra-low-ESR Kondensatoren besteht darin, zwei parallel geschaltete Standardkondensatoren zu verwendeten. Ein einziger hochwertiger 47-μF-Kondensator könnte beispielsweise durch zwei 22-μF-Standard- kondensatoren je mit 230mΩ ersetzt werden, was einen äquivalenten 44-μF-Konden- sator mit einem ESR von 115mΩ ergibt (Abb. 5.6). DC-Komponente des Eingangsstroms AC-Komponente des Eingangsstroms + - Z L Leitungsimpedanze ESR C2 ESR C1 V IN + DC/DC- Wandler V IN - Abb. 5.6: Verminderung des Rückwelligkeitsstroms mit zwei parallel geschalteten Eingangskondensatoren Die Wirkung auf den Rückwelligkeitsstrom ist bei Verwendung von zwei preiswerten Kondensatoren nicht wesentlich schlechter als mit einem teurem Ultra-low-ESR Kondensator (Abb. 5.7). Abb. 5.7: Welligkeitsstromvergleich zwischen einem Ultra-low-ESR-47-μF Kondensator und zwei parallel geschalteten Standard-22-μF-Kondensatoren Die verbleibenden hochfrequenten Stromspitzen werden durch Schaltstörungen des Wandlers verursacht. Dieses Rauschen erscheint gleichzeitig sowohl an den VIN+- als auch den V IN --Anschlussleitungen des Wandlers und kann somit mit einem Kondensator am Eingang nicht ausgefiltert werden. Diese Art von CM-Störungen kann nur durch eine Eingangsgleichtaktdrossel beseitigt werden (siehe unten). Bei niedrigen Eingangsspannungen kann ein Mehrschichtkeramikkondensator (MLCC) anstelle eines Elektrolytkondensators verwendet werden. 124 134 Ein hochwertiger MLCC hat einen ESR-Wert von ca. khz und stellt somit einenausgezeichneten Rückwelligkeitsstrom-Kondensator dar. Es muss darauf geachtet werden, dass die Eingangsspannung die maximal zulässige Spannung des MLCC nicht überschreiten kann, da es sonst zu einem internen Lichtbogenüberschlag kommen kann, was zu einem Totalausfall des MLCCs führen würde. Daher sollten MLCCs nur an geregelten primären Stromquellen oder überspannungsgeschützten Versorgungen eingesetzt werden Auswahl des Eingangskondensators Im vorhergehenden Beispiel wurde ein 47-μF-Kondensator verwendet, um den Rückwelligkeitsstrom zu verringern. Woher stammte jedoch der Wert 47μF? Offensichtlich ist, dass je größer die Kapazität, desto mehr Energie kann geliefert werden, um den Wandler zu speisen. Größere Kondensatoren haben auch infolge der größeren internen Fläche zwischen den Elektrodenschichten niedrigere ESR-Werte. Aber Elektrolytkondensatoren mit großer Kapazität benötigen mehr Platz und sind teuer. Der Auswahlprozess hängt deshalb von den Kostenaspekten genauso wie von der zu erwartenden Wirkung ab. Typische Eingangskondensatorwerte können zwischen 22μF und 220μF variieren, weshalb es sich bei 47μF um einen allgemein praktizierten Kompromiss und guten Startwert für erste Tests handelt. Wichtiger als der Kapazitätsnennwert ist die Reaktion des Kondensators auf den AC-Strom. Der AC-Strom, der durch den Kondensator fließt, generiert Wärme. Überschreitet die Temperatur des Kondensators die Grenzwerte laut Spezifikation, verringert sich die Lebenszeit des Kondensators immens. Im Extremfall kann der Elektrolyt im Kondensator die Siedetemperatur erreichen, was einen unmittelbaren Ausfall des Kondensators zur Folge hat. Praktischer Hinweis Es ist sehr schwierig, den AC-Welligkeitsstrom im Kondensator zu messen, da das Hinzufügen eines Mess-Shuntwiderstands in Reihe einen wesentlichen Einfluss auf das Ergebnis hat und die realen Bedingungen (ohne Shunt) grob verfälscht. Besser ist es den gesamten Rückwelligkeitsstrom ohne externe Kondensatoren und dann erneut mit den eingesetzten Kondensatoren zu messen. Die Differenz beider Messergebnisse ergibt dann den Welligkeitsstrom, der in den Kondensatoren fließt. Wenn der ESR des Kondensators und die Taktfrequenz des Wandlers ƒ bekannt sind, kann alternativ die restliche Restwelligkeit der Eingangsspannung infolge der Leitungsimpedanz Z L gemessen und der Welligkeitsstrom berechnet werden, durch folgende Gleichung: IRIPPLE = VRIPPLE 1 2πƒ C ESR 2 + ( ) 2 Gleichung 5.1: Berechnung des Kondensatorwelligkeitsstroms Im Kondensatordatenblatt sind Spezifikationen für den maximal empfohlenen Welligkeitsstrom enthalten. Der begrenzende Faktor ist der Temperaturanstieg durch die im Kondensator entstehende Verlustleistung. 125 135 Die infolge des Welligkeitsstroms im Kondensator entstehende Verlustleistung ist: ² P C,DISS = I RIPPLE ESR... und der daraus resultierende Temperaturanstieg: T RISE = P C,DISS ka Gleichung 5.2: Berechnung des Kondensatortemperaturanstiegs infolge des Welligkeitsstroms wobei ka die Wärmeleitung des Kondensators ist, d. h. Wärmeimpedanz k mal die Fläche des Kondensators A. Wärmeleitung wird in C/W gemessen. Praktischer Hinweis Die Messung des Rückwelligkeitsstroms ist schwierig. Daher ist es manchmal einfacher, die Kondensatortemperatur zu messen und den Welligkeitsstrom aus dem Temperaturanstieg abzuleiten Eingangsstrom von parallel geschalteten DC/DC-Wandlern Es gibt mehrere Applikationen, bei denen es erforderlich ist, mehrere DC/DC-Wandler an einer einfachen Primärspannungsversorgung parallel zu betreiben. Die am meisten verbreiteten sind Point-of-Load (POL)- und redundante (N+1) Stromversorgungssysteme. Jeder DC/ DC-Wandler erzeugt dabei seinen eigenen Rückwelligkeitsstrom, die sich alle zu einer Gesamtstromaufnahme addieren und gegenseitig überlagern. Betrachten wir zwei identische DC/DC-Wandler mit einer Nenn-Schaltfrequenz von 100kHz. Infolge der Fertigungstoleranzen könnte der eine über 100kHz und der andere über 120kHz verfügen. Eine FFT-Analyse würde drei Frequenzlinien zeigen: 100kHz, 120kHz und die Differenz von 20kHz. Eine solche Niederfrequenz-Überlagerung oder Schwebungsfrequenz ist extrem schwierig auszufiltern. 100Hz 120Hz 120kHz 20kHz Abb. 5.8: Schwebungsfrequenzstörungen Die Schwebungsfrequenzstörungen kann man vermeiden, indem jeder Eingang des DC/ DC-Wandlers (Abb. 5.9) individuell befiltert wird. Der LC-Filter sperrt die Schwebungsfrequenzstörungen zwischen den einzelnen Wandlern. 126 136 Die Induktivitäten müssen für hohen DC-Strom ausgelegt sein, weshalb typische Werte für L sehr niedrig sind: 22μH bis 220μH. Außerdem muss auch ein Kondensator an der Versorgung platziert werden. Der Filterungseffekt von LC-Tiefpassfiltern ist bidirektional. Daher ist der durch C MAIN -L-C gebildete resultierende π-filter hilfreich, um Interferenzen noch stärker zu vermindern. L 1 V IN + C 1 DC / DC- Wandler V IN C MAIN L 2 V IN + C 2 DC / DC- Wandler V IN - Abb. 5.9: Filterung von Schwebungsfrequenzstörungen Praktischer Hinweis Es ist wichtig, dass die Eingangskondensatoren C 1 und C 2 so nah wie möglich an den Eingangs-Pins des Wandlers platziert werden. Selbst sehr kurze Zuleitungslängen der PCB-Leiterbahnen zwischen den Kondensatoren und dem Wandlern verringern die Wirksamkeit eines Filters. Der gemeinsame V IN -Anschluss sollte massiv sein und eine möglichst niedrige Impedanz aufweisen. Alle Verbindungen sollten sich an den Anschlüssen der Versorgung (als Sternpunkte) treffen, um weitere Überlagerungseffekte zu vermeiden. 5.3 Ausgangsfilterung Wie in Abschnitt 2 erwähnt, haben alle DC/DC-Wandler-Ausgangspannungen einen gewissen Anteil an Ausgangsrestwelligkeit. Restwelligkeit Rauschen R/N Vp-p Abb. 5.10: Ausgangswelligkeit Die Filterung der Ausgangswelligkeit erfordert zwei verschiedene Verfahren, da Restwelligkeit (Ripple) eine asymmetrische (differentiale) Störung ist, während das Rauschen (Noise) eine symmetrische (Gleichtakt-) Störung darstellt. 127 137 5.3.1 Ausgangsfilterung von Gegentakt-Störungen Die einfachste Methode zur Verringerung der Ausgangsrestwelligkeit besteht darin, einen zusätzlichen Kondensator am Ausgang hinzuzufügen (Abb. 5.11). Der externe Kondensator C EXT ist mit dem internen Kondensator C OUT parallel geschaltet. V OUT + C OUT C EXT V OUT - Abb. 5.11: Filterung der Ausgangsrestwelligkeit unter Verwendung eines externen Kondensators Die Wirksamkeit dieses Verfahrens zur Verringerung der Ausgangsrestwelligkeit in mv, V RIPPLE,p-p, hängt von der Gesamtkapazität, dem Ausgangsstrom und der Taktfrequenz des Wandlers laut Gleichung 5.3 ab. IOUT 1000 VRIPPLE, p-p = 2 ƒoper (COUT + LEXT CEXT) Gleichung 5.3: Berechnung der Ausgangsrestwelligkeit Wie aus dieser Gleichung ersichtlich ist, ist das Hinzufügen des externen Kondensators zur Verringerung der Welligkeit nur bis zu einer gewissen Grenze sinnvoll. Wenn beispielsweise ein vollweggleichgerichteter Wandler eine Ausgangskapazität von 22μF mit einem Strom von 1A und einer Taktfrequenz von 100kHz besitzt, würde die Ausgangswelligkeit ohne jegliche externe Beschaltung 226mVp-p betragen. Das Hinzufügen eines externen 22-μF-Kondensators halbiert die Restwelligkeit auf 112mVp-p. Wenn die erforderliche Ausgangsrestwelligkeit wiederum die Hälfte davon beträgt, nämlich 56 mvp-p, ist 90μF Gesamtkapazität, d. h. ein externer Kondensator von 68μF notwendig. Eine weitere Verminderung der Restwelligkeit auf 20mVp-p würde fast 2500μF externe Kapazität erfordern. Solch eine hohe Ausgangskapazität könnte bei dem DC/DC-Wandler jedoch zu Anlaufproblemen führen, die Reaktion der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit auf beliebig schnelle Laständerungen beeinträchtigen und das Wiederanlaufen des Wandlers nach einem Ausgangskurzschluss verzögern. Eine praktikablere Lösung um niedrigere Ausgangsrestwelligkeit zu erzielen besteht im Hinzuzufügen einer Induktivität, sodass diese gemeinsam mit dem externen Kondensator einen Tiefpassfilter bildet: 128 138 V OUT + L EXT C OUT C EXT V OUT - Abb. 5.12: Ausgangsrestwelligkeitsbefilterung unter Verwendung eines externen LC-Filters Durch das Hinzufügen einer Induktivität ergibt sich folgende Berechnung der Ausgangsrestwelligkeit: IOUT 1000 VRIPPLE, p-p = 2 ƒoper (COUT + CEXT) Gleichung 5.4: Berechnung der Ausgangsrestwelligkeit mit LC-Filter Unter Verwendung des vorherigen Beispiels, wenn LEXT z. B. 100μH beträgt, kann eine Ausgangsrestwelligkeit von 20mVp-p mit einem Ausgangskondensator CEXT von nur 645μF erreicht werden. Das ist eine deutliche Verbesserung gegenüber 2500μF ohne Induktivität. Es muss darauf geachtet werden, dass die Induktivität für den Ausgangsstrom ausgelegt ist. Wenn der interne Aufbau und die Bauteilwerte im Inneren des DC/DC-Wandlers nicht bekannt sind, lautet die effektive Faustregel, die Eckfrequenz des LC-Filters bei 1/10 der Taktfrequenz des Wandlers festzulegen. Dies ergibt meist eine ausreichende Reduzierung der Ausgangsrestwelligkeit und hält die Kosten für die Filterkomponenten gering: ƒc = ƒoper /10 = 2π 1 1 LC Gleichung 5.5: Faustregelberechnung des Ausgangs-LC-Filters Die Grenzfrequenz ƒc ist der Punkt im Amplitudendiagramm des Filters, ab welchem das Störsignal bereits um -3dB unterdrückt, d. h. bereits um 30% gedämpft, ist. Da der LC-Filter ein Tiefpassfilter zweiter Ordnung ist, die Dämpfungskurve also mit -40dB pro Dekade abfällt, werden Frequenzen, die zehnmal höher sind als die Grenzfrequenz, um Faktor 100 gedämpft. 129 139 Abb. 5.13: Vorher-/Nachher-Ergebnisse eines effektiven Ausgangsrestwelligkeits-Filters Ausgangsfilterung von Gleichtaktströmen Wie oben erwähnt, bestehen die Ausgangsstörungen sowohl aus asymmetrischen als auch symmetrischen Anteilen. Die Restwelligkeit und die Störung stellt im Wesentlichen eine Gleichtaktstörung dar. Da ein symmetrisches Rauschsignal an allen Ausgängen gleichzeitig vorhanden ist, kann es von keiner Ausgangskapazität bemerkt werden, und das Hinzufügen einer Ausgangs-LC-Filterung führt nicht zu einer Verringerung dieser Interferenz. Gleichtaktstörungen stellten kein Problem dar, wenn die Last vollkommen symmetrisch, linear und isoliert wäre. Jegliche Nichtlinearitäten in der Lastkennlinie oder Stromwege zurück zur Erde richten jedoch die Gleichtaktstörungen gleich und erzeugen daraus resultierende Störungen. Daher ist es notwendig ebenso diese Gleichtaktstörungen zu beachten. Es gibt zwei Möglichkeiten, um Gleichtaktstörungen zu reduzieren: Kurzschließen der Störung durch einen niederohmigen Pfad oder die Verwendung von Gleichtaktdrosseln. Gleichtaktausgangsrauschen wird in den meisten Fällen durch Schaltspannungsspitzen an der Eingangsseite, die über die Koppelkapazität des Transformators an den Ausgang übertragen werden (Abb. 5.14), hervorgerufen. Um diese Störungen zu verringern, muss ein Strompfad zurück zur Eingangsseite geschaffen werden. Da der Ausgang galvanisch getrennt ist, muss ein Rückstrompfad über externe Kondensatoren ausgewählt werden, um für diese hochfrequenten Störungen eine niedrige Impedanz zu bieten. 130 140 Ccm bietet einen Rückstrompfad für das CM-Rauschen Ccm Coupling Capacitance C EXT hat keinen Einfluss auf CM-Rauschen V IN + Gleichtaktstörung Schaltstörungen V OUT + V OUT - C EXT V IN - Kopplung Kapazität Ccm Ccm Ccm bietet einen Rückstrompfad für das CM-Rauschen Abb. 5.14: Unterdrückung der Gleichtaktstörung mittels Kondensatoren in einem isolierten DC/DC-Wandler Kondensatoren zur Unterdrückung von Gleichtaktstörungen liegen normalerweise im Bereich von 1 bis 2nF, um eine niedrige Impedanz für die Spannungsspitzen mit Frequenzen im Megahertz-Bereich darzustellen. Sie müssen für die High-Pot-Test- Spannung ausgelegt sein, da sie über der Isolationsbarriere platziert werden Gleichtaktdrosseln Bei einigen Anwendungen ist es nicht zulässig, Kondensatoren zur Unterdrückung der Gleichtaktstörungen an der Isolationsbarriere zu platzieren. Medizinische Geräte besitzen beispielsweise strenge Vorgaben was Leckströme angeht, die durch Vorhandensein eines niederohmigen Pfades an der Isolationsbarriere für Hochfrequenzen auftreten können. Bei solchen Anwendungen muss stattdessen eine Gleichtaktdrossel eingesetzt werden. Die Besonderheit der Gleichtaktdrossel besteht darin, dass sie zwei Wicklungen besitzt, die in entgegengesetzter Richtung auf denselben Kern gewickelt sind (Abb. 5.15). Magnetfeld infolge des IN Magentfeld infolge des IS Magnetfeld infolge des IS Magnetfeld infolge des IN Abb. 5.15: Prinzip der Gleichtaktdrossel 131 141 Obwohl die Gleichtaktströme IS in die gleiche Richtung fließen, generieren sie infolge der gegenläufigen Wicklungen einen Gesamtmagnetfluss im Kern. Deshalb dämpft die Impedanz des Kerns diese Gleichtaktströme wirksam. Die gegenläufig fließenden Vorwärts- und Sperrströme I N erzeugen kein Gesamtmagnetfeld und werden daher nicht gedämpft. Dies zeigt den Vorteil, dass der Kern auch bei hohen Differenzmodusströmen nicht gesättigt wird. Weshalb ein Kernmaterial mit hoher Permeabilität verwendet werden kann, um das CM-Rauschen auszufiltern, ohne Gefahr zu laufen eine Überhitzung infolge des durch die Spule fließenden DM-Stroms zu bewirken. Abb zeigt eine Ausgangsgleichtaktdrossel, die gemeinsam mit einem DC/DC-Wandler verwendet wird. Eine Wicklung ist im Pfad der V OUT + -Leitung und die andere in der V OUT --Rückleitung. Die Impedanz der Gleichtaktdrossel wird so gewählt, dass ihr Maximum dicht an der Frequenz mit dem energetisch stärksten Anteil der Gleichtaktstörungen liegt (üblicherweise im Bereich von 10 bis 100MHz). Gleichtaktdrosseln dämpfen das durch die hohe Permeabilität des Kernmaterials erzeugte CM-Rauschen jedoch ohnehin über einen sehr großen Frequenzbereich. Kopplung Kapazität V OUT + V OUT - Gleichtaktstörung Schaltstörungen Gleichtaktdrossel Kopplung Kapazität Abb. 5.16: Gleichtaktdrossel als DC/DC-Ausgangsfilter Das Prinzip der Gleichtaktunterdrückung unter Verwendung einer Gleichtaktdrossel kann auch auf bipolare Ausgangswandler erweitert werden. CM-Rauschen erscheint an allen drei Ausgangsanschlüssen gleichzeitig und ist daher mit Standard-CM-Drosseln mit nur zwei Wicklungen besonders schwer auszufiltern. Die Lösung besteht darin, eine Gleichtaktdrossel mit drei Wicklungen einzusetzen. Ein positiver Nebeneffekt einer dreifachen Gleichtaktdrossel liegt wiederum darin, dass sie durch das Hinzufügen von zwei zusätz- lichen Kondensatoren auch zum Ausfiltern von DM-Rauschen verwendet werden kann. Abb. 5.17: Gleichtaktdrossel mit drei Wicklunge 132 142 Diese drei Wicklungen werden separat auf den Kern gewickelt und, um etwas Streuinduktivität L t zwischen den Wicklungen zu erreichen, getrennt gehalten. Bei der Auswahl des Kernmaterials ist es wichtig, eine hohe Permeabilität zu wählen, sodass die Anzahl der Windungen und somit der Wicklungswiderstand gering bleibt. Zur Berechnung der Induktivität werden die folgenden Verhältnisse verwendet: N = N 1 = N 2 = N 3 L C = L 1 = L 2 = L 3 L C = N² A L Anzahl der Windungen Induktivität Wicklungsinduktivität Gleichung 5.6: Berechnung der Wicklungsinduktivität Der Induktivitätsfaktor AL ist die Induktivität je Windung [nh/n2] und hängt von der Konfiguration der Spule und vom Kernmaterial ab. Die Streuinduktivität zwischen den Wicklungen L S beträgt in der Regel ca. 3% der Wicklungsinduktivität L C und kann genutzt werden, um hochfrequente Differenzmodusstörungen auszufiltern, wenn zwei zusätzliche Kondensatoren verwendet werden. DM DC/DC- Wandler V OUT + Com V OUT - CM L 1 C 1 C 4 C 6 L 2 C 2 C 5 C 7 L 3 C 3 C 8 Abb. 5.18: Gleichtakt-Dreifachdrossel als kombinierter DC/DC-Ausgangsfilter Die Kondensatoren C 1 - C 3 gewährleisten einen niederohmigen Pfad um das CM-Rauschen gegen Masse abzuleiten. Hochspannungs-Keramikplattenkondensatoren in der Größenordnung von 1 bis 10nF sind geeignet, obwohl auch MLCC-Kondensatoren verwendet werden können, wenn die Isolations-Prüfspannung niedrig ist. Je nach innerer Struktur des DC/ DC-Wandlers können C 1 und C 3 vernachlässigt werden. Die Kondensatoren C 4 und C 5 bilden einen Differenzmodus-Tiefpassfilter in Kombination mit der Streuinduktivität zwischen den Wicklungen L 1 /L 2 und L 2 /L 3. Die Kondensatoren C 4 und C 5 verfügen in der Regel über eine Kapazität in der Größenordnung von >1μF. MLCCs sind hierfür eine gute Wahl. Jedes CM-Rauschen das seinen Weg durch die Drossel über die Querkapazität zwischen den Wicklungen findet, kann durch den zweiten Satz von CM-Kondensatoren von C 6 bis C 8 zur Masse abgeleitet werden. Die Wicklungsinduktivität für die Drossel beträgt normalerweise einige Hundert Millihenry, somit beträgt die Streuinduktivität zur Berechnung des DM-Filters 5 bis 10μH. Die folgenden Berechnungen können verwendet werden: Differenzmodus: C DM = C 4 = C 5 ƒr, DM = 1 2π LS CDM = 2π LC CDM 133 143 Gleichtakt: C CM = C 1 = C 2 = C 3 = C 6 = C 7 = C 8 ƒr, CM = 1 2π LC CCM Gleichung 5.7: Berechnung der Parameter einer Gleichtakt-Dreifachdrossel 5.4 Vollfilterung Die Gleichtaktdrossel kann auch gegen CM-Interferenzen, die an der Primärseite entstehen, eingesetzt werden. Da die Differenzmodus-Störungen am Eingang in Bezug auf Gleichtaktstromstörungen sehr hoch (Einschaltspitzenstrom und reflektierter Welligkeitsstrom, engl.: inrush current bzw. back ripple current) sein können, könnte man meinen, sich keine Gedanken über den CM-Eingangsstrom machen zu müssen. Um jedoch die EMV-Konformität zu gewährleisten, ist gerade dies häufig erforderlich. Ein voll gefilterter DC/DC-Wandlerschaltkreis ist in Abb dargestellt: Ccm V IN + GND C 1 Eingangs- CM-Filter Eingangs- DM-Filter Ccm L 1 L V V 2 OUT + IN + CMC 1 CMC V 2 OUT + Schaltstörung 4 C 5 C C 2 3 C V OUT - V OUT - V IN - DC / DC Converter Ausgangs- DM-Filter Asugangs- CM-Filter Ccm Ccm Ccm Abb. 5.19: Voll gefilterter DC/DC-Wandler Es muss betont werden, dass in vielen Anwendungen nicht alle in Abb gezeigten Komponenten erforderlich sein müssen. Der Vollfilter sollte nur nach Bedarf bestückt werden, da jegliche zusätzlichen Komponenten den Gesamtwirkungsgrad verringern. Bei einigen Anwendungen sind nur der Eingangskondensator C 3 und ein oder mehrere CM-Kondensatoren CCM für die Gewährleistung der EMV-Konformität ausreichend. Um die Anzahl der eingesetzten Bauteile gering zu halten, kann eine Gleichtaktdrossel durch Änderung der Anschlussanordnung als DM-Spule verwendet werden. Dies bedeutet, dass es möglich ist, CMC 1 = L 1 und CMC 2 = L 2 zu wählen. Dies ist besonders zu empfehlen, wenn SMD-Drosseln verwendet werden, da dann nur zwei Bestückungsrollen für alle vier Induktivitäten vonnöten sind. 134 144 3 1 2 Gleichtaktdrossel Differenzmodusdrossel Abb. 5.20: Eine als DM-Induktivität verwendete Gleichtaktdrossel Filter-PCB-Layout 4 Das Layout der PCB-Leiterbahnen ist für die Eingangs- oder Ausgangsfilterleistung von entscheidender Bedeutung. Wie schon erwähnt, muss der Eingangskondensator möglichst nahe an den Eingangspins montiert werden. Da der ESR eines hochwertigen Kondensators in mω-bereich liegt, muss die Impedanz jeglicher Verbindung zwischen dem Kondensator und den Wandlerpins ebenso in mω-bereich liegen, um eine ausreichend gute Filterwirkung zu erreichen. Gleichung 5.8 zeigt die Berechnung des Leiterbahnwiderstands: Länge Leiterzugwiderstand = spezifischer Widerstand [1 + (TempCo (Temp - 25))] Stärke Breite Gleichung 5.8: Berechnung des Leiterbahnwiderstand Eine typische PCB hat eine Kupferstärke von 35μm, sodass eine 1mm breite und 1cm lange Leitung bei 25 C einen DC-Widerstand von knapp 5mΩ besitzt, der bei +85 C auf 6mΩ ansteigt (spezifischer Widerstand von Kupfer = 1,7 x 10-6 Ω/cm und TempCo = +0,393%/ C). Zusätzlich zum DC-Widerstand muss auch die AC-Leiterbahnimpedanz betrachtet werden. Eine PCB-Leiterbahn weist sowohl eine Induktivität als auch eine Eigenkapazität in Bezug auf andere Leiterbahnen und die Bauteile auf. Das kann zu unerwarteten Ergebnissen führen, da Störungen kapazitiv oder induktiv zwischen Leiterbahnen, Leiterbahn-Schichten und Bauteilen auf der PCB auftreten. Eine obere PCB-Leiterbahn hat beispielsweise beim Überqueren einer anderen Leiterbahn an der PCB-Unterseite oder innerhalb einer mehrschichtigen PCB einen charakteristischen Leitungswiderstand Z 0 und eine Kapazität C 0 laut Gleichung 5.9: T W H Ζ0 = 87 In εr ( 5.98H 0.8W + Τ ohms Für ein typisches PCB εr = 4, H = 30mil (0,76mm) und T = 1,37mil (35μm) ( C0 = 0.67 (εr ) ( 5.98H ( 0.8W + Τ [pf/inch] Gleichung 5.9: Berechnung der Leiterbahnimpedanz und -kapazität 135 145 Daher ist es wichtig, dass die in den Filterschaltungen verwendeten PCB-Leiterbahnen nicht die anderen Signalleiterbahnen auf der anderen Seite oder in einem anderen Layer queren oder zu nahe an sie anschließen. Im Idealfall sollte ein zweiseitiges oder mehrschichtiges Layout verwendet werden, sodass ein Masselayer unterhalb der Filterkomponenten platziert werden kann. Ist die PCB nur einseitig, sollten die Anschlüsse möglichst kurz und breit gehalten werden. einfacher Ausgang C 2 C 2 Schmelzsicherung +V IN +V OUT + - C 1 RP30-xxxxSF LOAD C 1 -V IN -V OUT C 3 C 3 Abb. 5.21: Bsp. eines einfachen Klasse-A-Filters und PCB-Layouts (Serie RP30-SF) Filterkomponenten müssen auch als reale und nicht nur als ideale Bauteile betrachtet werden. Dies bedeutet, dass bei hohen Frequenzen die Streuinduktivität eines Kondensators oder die Fremdkapazität einer Induktivität, die führende Rolle bei der Bestimmung des Filterverhaltens übernehmen kann. Mit anderen Worten Kondensatoren, die sich wie Induktivitäten zu verhalten beginnen, und umgekehrt. Widerstände können sich entweder wie Induktivitäten oder wie Kondensatoren verhalten. Durch geeignete Bauteilauswahl können diese Probleme reduziert oder vollständig vermieden werden. Das wichtigste Dimensionierungskriterium ist die Resonanzfrequenz, ab der sich das Verhalten ändert. Abb zeigt eine Kurve für Impedanz vs. Frequenz für eine kapazitive Komponente. 1.00E+05 Impedanze 1.00E E E E+01 ideal real 1.00E E E E E E E E E+03 Frequenz Abb. 5.22: Resonanzfrequenz eines Kondensators 136 146 Die durchgezogene Linie zeigt das Übertragungsverhalten des Bauteiles an sich, für einen 4,7-nF-Kondensator mit einem parasitären ESR von 0,01Ω und einer parasitären ESL = 2,5nH. Die gestrichelte Linie zeigt dasselbe Bauteil, wobei zusätzlich eine wenig optimale Anbindung des Bauteils simuliert wurde. Die Anbindung fügt einen zusätzlichen ESR von 50 mω und eine ESL von 50nH hinzu. Wie im Diagramm erkennbar, verursacht diese schlechte Verbindung eine geringere Resonanzfrequenz. Die bedeutet, dass der Kondensator anfängt, sich wie eine Induktivität zu verhalten, und das bei einem Zehntel der berechneten Resonanzfrequenz. Für den PCB-Entwickler hat das in Abb gezeigte Verhalten zur Folge, dass der ESL-Wert für den GND-Anschluss des Kondensators so niedrig wie möglich gehalten werden muss. Es genügt nicht, nur eine elektrische Verbindung zum Masselayer mit einem einzelnen Kontaktloch herzustellen. Es sind Mehrfach-Durchkontaktierungen notwendig, um sowohl die DC-Impedanz als auch die AC-Impedanz zu reduzieren. Abb. 5.23: GND-Anschluss mittels Mehrfachdurchkontaktierungen Für Induktivitäten hat die Länge der Zuleitung geringere Bedeutung, da eine lange Leiterbahn lediglich die Gesamtinduktivität erhöht; es ist jedoch generell anzuraten, jede Störung möglichst nahe an der Quelle zu unterdrücken. Bei allen Filterlayouts sollte auf die fließenden Ströme geachtet werden. Jeglicher in einer Schleife fließende Strom erzeugt ein elektromagnetisches Feld, das Störungen in anderen Teilen der Schaltung hervorrufen kann. Im Idealfall sollte eine sternförmige Masseanbindung vorgesehen werden, bei der alle Masseströme zu einem einzigen Punkt zurückfließen. Ist eine Schleife unvermeidbar, sollte der Schleifenbereich möglichst klein gehalten werden. Mit einem guten PCB-Layout und den richtig gewählten Bauteilen können die Ergebnisse jedoch erstaunlich sein. Abb. 5.24: Beispiel von Störungen vor und nach Filterung 137 147 6. Sicherheit Die Hauptziele verschiedener Sicherheitsstandards und -vorschriften bestehen darin Sachoder Personenschaden zu vermeiden, indem man Schutzgrade gegen folgende potentielle Gefahren definiert: Elektrischer Stromschlag Gefährliche Energie Brand und Rauchentwicklung Körperverletzung Gefährdung durch Strahlung und Chemikalien Die Begriffe "Gefahr" und "Risiko" werden häufig austauschbar verwendet. Dies lässt sich differenzieren, indem man eine Gefahr als ein potentielles Risiko betrachtet. Eine Netzleitung kann beispielsweise eine gefährliche Spannung führen, die Leitung an sich ist jedoch immer noch sicher zu handhaben, da die Drähte isoliert sind. Wird die Isolierung allerdings beschädigt oder ist minderwertig ausgeführt, dann ist es gefährlich, die Leitung zu berühren. Wie in der Einleitung zu diesem Buch erwähnt, besteht ein wichtiger Nutzen von DC/DC-Wandlern darin, die Sicherheit der Anwendungen, in denen sie eingesetzt werden, zu erhöhen. Wenn der DC/DC-Wandler ein sicherheitszertifiziertes Produkt ist, kann der Geräteentwickler den Wandler wie eine "Blackbox" behandeln und sich darauf verlassen, dass der Hersteller des DC/DC-Wandlers adäquate interne Sicherheitsmaßnahmen getroffen hat, um die Sicherheitsvorschriften zu erfüllen. Dies bedeutet nicht, dass der Geräteentwickler deshalb nicht mehr für die Benutzersicherheit seiner Applikation verantwortlich ist, da er immer noch die verkehrsübliche Sorgfalt beim Erkennen potentieller Risiken aufbringen und die notwendigen Schritte vornehmen muss, um davor zu schützen. Diese Aufgabe ist jedoch wesentlich einfacher zu erfüllen, wenn der DC/DC-Wandler schon entsprechend zertifiziert ist. Fällt ein DC/DC-Wandler beispielsweise infolge eines internen Kurzschlussfehlers aus, darf er sich überhitzen, sollte aber nicht in Flammen aufgehen. Die zum Aufbau des Wandlers eingesetzten Materialien dürfen daher nicht entflammbar und müssen selbstauslöschend sein. Versäumt es der Geräteentwickler jedoch, eine entsprechende Absicherung dieser Art des Schadenseintritts sicherzustellen (zum Beispiel durch Nichtbeschränkung des Eingangsstroms in den Wandler), könnte sich der DC/DC-Wandler immer noch so stark erhitzen, dass er eine Entzündung einer anderen Komponente oder eines anderen Materials hervorruft und Brandentwicklung auslösen kann. Der Entwickler ist daher auch dann für die Folgen eines Komponentenausfalls verantwortlich, wenn die Komponente selbst sicherheitszertifiziert ist. Die Richtlinien der Sicherheitszertifizierungen tendieren dazu, diese Verantwortlichkeit des Geräteentwicklers hervorzuheben, indem sie Sicherheitstechnik auf Grundlage der Gefahrenanalyse (HBSE= Hazard-Based Safety Engineering) und Risikomanagement (RM) in den gesamten Prozesses der Sicherheitszertifizierung mit einbeziehen. Dies ist eine Hauptänderung in der Vorgehensweise im Vergleich zu konventionellen Sicherheitsstandards der Elektrotechnik wie oder ETS300, die sich einfach auf die Sicherheit des DC/DC-Wandlers konzentrieren, ohne ein Folgerisiko in der Endanwendung beim Ausfall des Wandlers zu berücksichtigen. Dies ist auch ein Grund, warum die meisten Hersteller von DC/DC-Wandlern darauf hinweisen, dass die Produkte generell nicht zum Einsatz in sicherheitskritischen Anwendungen geeignet sind. 138 148 Das HBSE-Verfahren besteht aus den folgenden vier Hauptschritten: 1) Identifizieren von Gefahrenquellen im Produkt (z. B. Energiequellen) 2) Einstufung der Risiken (z. B. Klasse 1: kein Verletzungsrisiko und kaum entzündbar; Klasse 2: geringes Verletzungsrisiko und entzündbar; oder Klasse 3: hohes Verletzungsrisiko und Entzündung wahrscheinlich) 3) Identifizieren von geeigneten Sicherheitsmaßnahmen (z. B. gefährliche Hochspannungen unzugänglich machen, Strombegrenzung) 4) Definieren von Sicherheitsmaßnahmen (z.b.sicherstellen,dass gefährliche Hochspannungen nur mit Hilfe von Werkzeugen zugänglich sind; maximale Ströme sind während des Normalbetriebs und unter Aus fallbedingungen abgesichert) 6.1 Stromschläge Die meisten isolierten DC/DC-Wandler werden in Anwendungen mit einer netzbetriebenen AC/DC-Primärspannungsversorgung verwendet. Wenn diese primäre Stromquelle dadurch ausfällt, dass an ihrer Ausgangsklemme gefährliche Hochspannungen vorhanden sind, hat der DC/DC-Wandler die Funktion, den Benutzer vor Stromschlägen zu schützen. Mit anderen Worten, fällt die Primärwicklungsisolierung am AC/DC-Wandler aus, sollte die Sekundärwicklungsisolierung am DC/DC-Wandler den Benutzer vor Stromschlägen schützen. Dieses Konzept zweier unabhängiger Schutzarten ist die Grundlage vieler Sicherheitsvorschriften. Generell gilt, wenn der Schaltkreis unzugänglich ist (für den Zugriff sind Werkzeuge erforderlich), dann ist eine einzige Isolierungsschicht vertretbar, ansonsten sind mindestens zwei Schutzarten erforderlich Isolationsklasse Drei Hauptisolationsklassen sind in den Sicherheitsvorschriften definiert. 1: Funktionale Isolierung: Die Isolierung ist für die Funktion des Wandlers ausreichend, erfüllt die entsprechenden Anforderungen an Sicherheitsabstände und stellt während eines Ausfalls keine Brandgefahr dar; die Isolierung ist jedoch nicht ausreichend, um Schutz gegenüber Stromschlag zu gewährleisten. Die meisten DC/DC-Wandler gehören dieser Klasse an, da sie durch nicht-gefährliche Hochspannungen versorgt werden. Ein funktional isolierter Wandler gewährleistet beschränkten Schutz vor Stromschlag im Falle eines Fehlers der primären Stromquelle. Dies ist jedoch kein zuverlässiger Schutz vor einer dauerhaft gefährlichen Eingangsspannung. Abb. 6.1 zeigt ein Beispiel eines funktional isolierten Wandlers. Die Eingangs- und Ausgangswicklungen sind übereinander gewickelt und nur durch die Lackisolierung des Kupferlackdrahtes isoliert. Trotz dieser einfachen Konstruktionsart können Isolierungsspannungen von bis zu 4 Abb. 6.1: Beispiel funktioneller Isolierung kvdc erreicht werden. 139 149 2: Basis- oder zusätzliche Isolierung: erfüllt die Anforderungen funktioneller Isolierung, enthält aber zusätzliche Isolierung mit einer Stärke von mindestens 0,4mm zum Basisschutz vor Stromschlag und weist größere innere Sicherheitsabstände auf als die funktionale Isolierung. Basisisolierte DC/DC-Wandler verfügen normalerweise über eine physikalische Isolationsschicht, sodass die Isolierung nicht nur von der Lackisolation der Transformatorwicklungen abhängt. Das in Abb. 6.2 gezeigte Beispiel hat einen Ringkern in einem Kunststoffgehäuse, das mit einem Abstandshalter quer durch das Mittelloch ausgestattet ist, sodass die Ein- und Ausgangswicklungen physikalisch voneinander getrennt sind. Der Ferritkern wird als leitend angenommen, weshalb das Gehäuse auch jede Wicklung vom Kern isoliert und die Primär- und Sekundärwicklungen durch den Abstandshalter Abb. 6.2: Beispiel für Basisisolierung voneinander getrennt werden. 3: Doppelte oder verstärkte Isolierung: Die Isolierung erfüllt die Anforderungen der Basisisolierung, enthält aber physikalische Mehrfach-Isolationsschichten, um verbesserten Schutz vor Stromschlag zu gewährleisten. Jede Schicht muss eine Stärke von mindestens 0,4mm aufweisen und mit größeren inneren Sicherheitsabständen versehen sein. Abb. 6.3 zeigt ein Beispiel eines verstärkt isolierten Wandlers. Die Ausgangswicklungen verwenden dreifach isolierte Drähte, die Mylarfolie gewährleistet einen erhöhten Kriechweg zwischen dem Eingang und Ausgang und bietet so eine physikalische Isolationsschicht. Solche DC/DC-Wandler sind imstande, gefährlichen Langzeit-AC-Spannungen standzuhalten (Betriebsspannung = 250VAC) und gewährleisten bis zu 10kVDC Abb. 6.3: Beispiel verstärkter Isolierung Isolierung Stromgrenzwerte für den menschlichen Körper Die Definition einer durch Stromfluss verursachten Verletzung ist nicht einfach. Der elektrische Widerstand des menschlichen Körpers beträgt bei 110VDC ca. 2kΩ und nimmt mit zunehmender Spannung ab. Dieser Wert ist jedoch von unterschiedlichen Faktoren abhängig. Der Hautwiderstand ist wesentlich höher, als der Widerstand von Körperorganen. Menschen mit besonders trockener Haut können einen Widerstand von bis zu 100kΩ haben. Der Vollkontakt, der einem Kontakt einer typischen ganzen Handfläche von ca. 8cm2 entspricht, hat einen niedrigeren elektrischen Widerstand als ein Teilkontakt z. B. durch eine Fingerspitze mit einer Fläche von nur 0,1cm2. 140 150 Wenn der elektrische Strom jedoch in einem kleinen Kontaktpunkt konzentriert wird, was eine lokale Verbrennung auslösen kann, oder die Haut besonders feucht ist, beträgt der Körper-Innenwiderstand weniger als 1kΩ. Schließlich sind AC-Ströme gefährlicher, da die Haut wie ein Isolator zwischen der Kontaktfläche an der Hautoberfläche und dem darunter liegenden Gewebe agiert. Daher ist der AC-Widerstand niedriger als der DC-Widerstand. Um die Definition einer durch Stromfluss hervorgerufenen Verletzung zu klären, werden folgende Stromgrenzwerte definiert, um zu vermeiden dass ein Mensch einen Stromschlag erhält: 2mA bei DC oder einem Spitzenwert von 0,7mA AC oder 0,5mA RMS bei 50Hz AC. Die Schwellenwerte des Stroms, der durch den menschlichen Körper fließt, sind in Tabelle 6.1 aufgeführt. Wirkung des Stroms Strom Electrosicherheit (HBSE) Klasse Minimale Reaktion <0.5mA ES1 Schreckreaktion, aber keine Verletzung Bis zu 5mA ES2 Muskelkontraktion, nicht in der Lage loszulassen Herzdefibrillation, Organverletzung, Tod Bis zu 10mA >10mA ES3 Tabelle 6.1: Stromgrenzwerte durch den menschlichen Körper Wenn die Ausgänge eines DC/DC-Wandlers aufgrund ihrer Konstruktion bis 60VDC oder 42,4VAC beschränkt sind, besitzen die Wandlerausgänge lediglich eine Schutzklein- spannung (SELV), und es sind keine weiteren Schutzmaßnahmen erforderlich, um zu verhindern, dass der Benutzer einen Stromschlag vom Ausgang erhält. Die Ausnahme dieser Regel bilden die Grenzen von Fernmeldenetzspannungen (TNV), die SELV- Spannungen überschreiten können, aber durch eine Dauer von max. 200ms beschränkt sind und deren Kontakte für den Benutzer unzugänglich sein müssen. TNV-Spannungen können Spitzenwerte von bis zu 120VDC oder 71VAC haben. Jegliche Ausgangs- spannungen, die höher sind als die SELV oder TNV werden als gefährlich betrachtet und es müssen, um einen zufälligen Kontakt des Benutzers auszuschließen, entsprechende Sicherheitsvorkehrungen getroffen werden. Spannungen in Stromkreisen unter SELV-Grenzen Spannungen in Stromkreisen über den SELV-, aber unterhalb der TNV-Grenzen, keine Eingangsüberspannungen möglich Spannungen in Stromkreisen über den SELV-, aber unterhalb der TNV-Grenzen, transiente Eingangsüberspannungen möglich (bis zu 1,5kVDC) TNV-1 TNV-2 TNV-3 Tabelle 6.2: TNV-Definitionen Netzspannungen werden als gefährlich eingestuft, weshalb die Isolationsfestigkeit jedes Wandlers mit einer AC/DC-Versorgung ausreichend sein muss, um den Benutzer in jedem Fall vor Stromschlag durch diese gefährliche Hochspannung während eines Ausfalls zu schützen. Die Spitzenspannung an einer Versorgung von 230VAC beträgt = 325V. Daher ist jeder DC/DC-Wandler mit einem Isolationsnennwert von mindestens 500 VDC dazu geeignet. Vor zehn Jahren wurden viele Wandler tatsächlich so entwickelt, gebaut und geprüft, dass sie dieser Spitzenspannung widerstehen. Aufgrund von Standardisierungen in der Spezifikation beträgt der minimale Isolierungsnormwert heute jedoch 1000VDC, während medizinische Anwendungen mindestens 2000VDC fordern, und häufig mindestens 3000VDC gefordert werden. 141 151 Es gibt Anwendungen, bei denen am DC/DC-Wandler sehr hohe Spannungen vorhanden sein könnten, wie zum Beispiel in Röntgenapparaten, Laser-Stromversorgungen, Elektrovakuumgeräten mit Ionenpumpen und IGBT-Ansteuerungen. Andererseits kommen bei der überwiegenden Mehrzahl von DC/DC-Wandlern an der Isolierungsstrecke nie mehr als 48VDC vor. Die folgenden Beschreibungen beziehen sich auf Industrie-, Telekommunikations- und Computer-Sicherheitsvorschriften. Standards für medizinische Sicherheit haben zusätzliche Anforderungen, mit denen wir uns am Ende dieses Kapitels gesondert befassen werden Schutz vor Stromschlägen Die Sicherheitsvorschriften beinhalten drei primäre Arten von Schutzmaßnahmen gegenüber Stromschlag: Durchschlagsfestigkeit Luftstrecke (clearance separation) Kriechstrecke (creepage separation) Der Sicherheitstest zur Durchschlagfestigkeit kann mit einer DC- oder AC-Prüfspannung (Spitzen-AC-Spannung ist gleich der Ruhe-DC-Spannung) durchgeführt werden. Die Isolierung muss dieser Spannung 60 Sekunden lang ohne Zerstörung widerstehen. Der Vorteil eines AC-Tests besteht darin, dass sowohl positive als auch negative Spannungsgradienten am Wandler anliegen. Der Nachteil besteht darin, dass der AC-Blindstrom irrtümlicherweise als Durchschlag gedeutet werden könnte, wenn ein EMV-Kondensator an der Isolierungsbarriere verbaut wurde. Im Zweifelsfall verwenden Sie deshalb lieber DC. Isolationsklasse Prüfspannung (DC) Prüfspannung (AC) funktionell 1000V/60 Sekunden 707VAC RMS Basisisolierung 1000V/60 Sekunden 707VAC RMS verstärkt 2000V/60 Sekunden 1414VAC RMS Tabelle 6.3: Sicherheitstest zur Durchschlagfestigkeit eines DC/DC-Wandlers (nicht medizinische Anwendungen) Luftstrecke, oder engl. clearance, ist die kleinste Entfernung, die die Eingangsseite von der Ausgangsseite per Luftlinie trennt. Manchmal wird er auch als Lichtbogenstrecke bezeichnet. Kriechweg ist die kleinste Entfernung, die die Eingangsseite von der Ausgangsseite entlang einer Oberfläche trennt. Er wird manchmal auch als Kriechstrecke bezeichnet. Abb. 6.4 stellt diese Entfernungen schematisch dar. Luftstrecke = Kriechstrecke = V 1 GND V 2 V 1 GND V 2 Abb. 6.4: Luftstrecke/Kriechstrecke 142 152 Die minimalen Luft- und Kriechstrecken werden in den Sicherheitsvorschriften entsprechend der Spannung am Wandler, der verwendeten Materialien und der Betriebsumgebung definiert. Die Abstandstrecken werden durch die Normen in Luft, unter 2000m definiert und hängen von der Eingangsspannung und der Isolationsklassifikation des Wandlers ab. Da ein vollgekapselter DC/DC-Wandler keine Luft enthält, sind die Abstände einfach die Strecken zwischen den Eingangs- und Ausgangspins des Wandlers. Bei einem Open-Frame-DC/DC-Wandler wird die innere Trennstrecke Transformatorwicklung nicht in die Abstandsberechnung mit einbezogen. Allerdings würde der Abstand von der Transformator-Primärwicklung bis zu den Sekundärpins oder von einer Primärwicklung bis zum angrenzenden Bauteil auf der Sekundärseite verwendet, wenn einer dieser beiden Abstände kürzer wäre, als der Sicherheitsabstand zwischen Eingang und Ausgang am PCB. DC (AC) Spannung Isolationsklasse VDC (12) (30) (60) (125) (250) (400) (500) (66) (VAC) funktionell mm Basisisolierung mm verstärkt mm Tabelle 6.4: Minimale Luftstrecken für verschiedene Isolationsklassen Die minimalen Kriechwegstrecken werden durch die Arbeitsspannung, die Oberflächenleitfähigkeit der verwendeten Materialien und den Verschmutzungsgrad definiert. Als Kriechstrecke auf der PCB wird der kürzeste Abstand zwischen den primär- und sekundärseitigen Leiterbahnen gemessen. Kriechstrecke Luftstrecke Abb. 6.5: PCB-Layout eines DC/DC-Wandlers mit minimalen Kriech- und Luftstrecken Die Vergleichszahl der Kriechwegbildung (Comparative Tracking Index, CTI) fügt entsprechend der Oberflächenleitfähigkeit des Isolierstoffes, der den Eingang vom Ausgang trennt, zum Kriechweg einen Koeffizienten hinzu, in der Regel der PCB des Wandlers. Isoliermaterial I: 600 CTI Isoliermaterial II: 400 CTI < 600 Isoliermaterial IIIa: 175 CTI < 400 Isoliermaterial IIIb: 100 CTI < 175 Tabelle 6.5: Definitionen von Materialkategorien 143 153 Eine Standard-FR4-PCB-Platine verfügt über eine typische CTI von , mit Lötstopplack bis zu 400 (Klasse 111a); wenn die Platine jedoch PTFE-beschichtet ist, kann sich die CTI auf > 600 erhöhen (Klasse I). Der Verschmutzungsgrad (PD) fügt bei der Berechnung der Mindestkriechstrecken den Faktor der Oberflächenfeuchtigkeit oder von Verunreinigungen hinzu, da der Abstand erhöht werden muss, um eine Änderung der Vergleichszahl der Kriechwegbildung (CTI) in verschmutzten industriellen Umgebungen oder Außenbereichen auszugleichen. Verschmutzungsgrad 1 Verschmutzungsgrad 2 Verschmutzungsgrad 3 Verschmutzungsgrad 4 Keine oder nur trockene nichtleitende Verschmutzung, was keine Einwirkung auf Leitfähigkeit hat. Normalerweise tritt nur nichtleitende Verschmutzung auf. Vorübergehende Kondensation kann auftreten. Leitende Verschmutzung sowie Kondensation treten häufig auf. Leitende Verschmutzung und Kondensation treten dauerhaft auf. gekapslete Komponenten Büroumgebung industrielle Umgebung Außenbereicher Tabelle 6.6: Verschmutzungsgrad Tabelle 6.7 unten zeigt die Mindestkriechstrecken gemäß Betriebsspannung, Materialgruppe und Verschmutzungsgrad. Mindestkriechstrecke Verschmutzungsgrad Spitzen- spannung (V) Alle Materialgruppe Materialgruppen I II III I II III mm mm mm mm mm mm mm Tabelle 6.7: Kriechstrecken 144 154 Wie sind diese Tabellen also in praktischen Fällen anzuwenden? Die oben genannte Spitzenspannung ist die höchste Spannung am Wandler unter normalen Einsatzbedingungen. Deshalb müsste ein Wandler mit einem Eingangsbereich von 2:1 und nominalen 48V Eingang und 24V Ausgang die Kriechstreckenanforderungen für eine maximale Eingangsspannung von 72V plus Ausgangsspannung von 24V = 96VDC erfüllen. Daher sollte die in Tabelle 6.4 oben angegebene nächst höhere Spannung von 100V verwendet werden (siehe hervorgehobene Zeile in Tabelle 6.7). Ein voll gekapselter DC/DC-Wandler ist gegen Staub, Feuchtigkeit und Verschmutzungen hermetisch abgedichtet und wird deshalb unabhängig von den Einsatzbedingungen als PD1 eingestuft. Deshalb beträgt die erforderliche Mindestkriechstrecke, die die Ein- und Ausgangsleiterbahnen trennen soll, 0,25mm. Handelt es sich bei dem Wandler um eine Open-Frame-Konstruktion, dann erhöht sich die Kriechstrecke in einer Büroumgebung auf 1,4mm und in einer industriellen Umgebung auf 2,2mm. Ein Open-Frame-Wandler ist nicht für eine Anwendung im Außenbereich geeignet, weshalb keine Mindestkriechstrecken angegeben sind. Gemäß Tabelle 6.4 würde der minimale Pin-Abstand bei diesem vakuumvergossenen Wandler 1 mm bei funktionaler Isolation, 1,6mm bei Basisisolation und 3,2mm bei verstärkter Isolation betragen. In der Praxis müssen auch Toleranzen für die minimale Trennung zwischen PCB-Pads, in die der Wandler eingelötet wird, gewährleistet sein. Deshalb benötigt ein gekapselter DC/DC-Wandler zum Einsatz in industriellen Umgebungen mit funktionaler Isolation vom Eingang zum Ausgang eine Mindestkriechstrecke und einen Mindestluftstrecke von 1mm, da die Kriechstrecke nicht kürzer als die Luftstrecke sein darf. Derselbe Wandler in einer Open-Frame-Konstruktion würde immer noch eine Luftstrecke von 1mm erfordern, die Kriechstrecke würde sich aber auf 2,2mm verlängern Schutzerdung Zusätzlich zu einer elektrischen Isolation kann auch eine Schutzerdung (PE) als Schutz vor Stromschlägen verwendet werden. Somit erfüllt eine AC/DC-Stromversorgung mit Basisisolierung und einem mit PE verbundenen Ausgang die Sicherheitsanforderungen zweier Schutzverfahren. Wenn die Ausgangsspannung nicht geerdet ist, sind nur Stromversorgungen mit doppelter oder verstärkter Isolierung akzeptabel. Gefährliche Hochspannungen dürfen nicht freizugänglich sein, und freiliegende leitende Teile dürfen wä hrend des Normalbetriebs und durch einen Einzelfehler nicht gefährdend wirken können. Es gelten folgende IEC-Schaltkreisklassifikationen: Klasse-I-Geräte: Systeme, die Schutzerdung (z. B. ein geerdetes Metallgehäuse oder einen geerdeten Ausgang) und Stromabschaltung bei Ausfall (Schmelzsicherung oder Leistungsschalter) als Schutz verwenden und damit nur Basisisolierung erfordern. Keine freiliegenden gefährlichen Hochspannungen (geerdete Metallgehäuse oder nichtleitende Gehäuse). Klasse-I-Versorgungen müssen mit dem Erde-Symbol gekennzeichnet werden. 145 155 Klasse-II-Geräte: Verwendung doppelter oder verstärkter Isolierung, um die Notwendigkeit eines geerdeten Metallgehäuses auszuschließen, keine freiliegenden gefährlichen Hochspannungen (nichtleitendes Gehäuse). Keine PE-Verbindung erforderlich, eine Filtermasseverbindung ist aber zulässig (Funktionserdung statt Schutzerdung). Klasse-II-Versorgungen müssen mit dem Symbol für doppelte Isolierung gekennzeichnet werden. Anmerkung: Wenn eine AC/DC-Stromversorgung über eine Filtermasse (FG)- Verbindung verfügt, um die EMV-Richtlinien zu erfüllen, kann sie dennoch als Stromversorgung der Klasse II eingestuft werden, wenn sie keinen Erdanschluss benötigt, um Schutz vor Stromschlag zu gewährleisten. Klasse-III-Geräte: Gespeist von einer SELV-Quelle und ohne elektrisches Potential zur Erzeugung gefährlicher interner Hochspannungen, d. h. nur funktionale Isolation erforderlich. Funktionserdung ist möglich, eine Verbindung zu PE ist jedoch nicht zulässig (kein Rückstrompfad zur Masse durch das Netzteil). Klasse-III-Versorgungen müssen mit dem Klasse III Symbol gekennzeichnet werden. Es ist etwas irreführend, dass die NEC-Klassifizierung zur Beschreibung verschiedener Schutzgrade auch ein ähnliches Klassen -System verwendet, aber zum Beschreiben des Schutzgrades gegenüber möglicherweise kritischer Energielevels (Brandgefahr) arabische Ziffern benutzt. Die NEC-Schaltkreisklassifizierungen sind wie folgt: Schaltkreise der Klasse 1: Schaltkreise der Klasse 2: Schaltkreise der Klasse 3: Leistung auf < 1kVA beschränkt und Ausgangsspannung < 30VAC Leistung auf < 100VA beschränkt, Eingangsspannung < 600VAC und Ausgangsspannung < 42,5VAC Leistung auf < 100VA beschränkt, Eingangsspannung < 600VAC und Ausgangsspannung < 100VAC; zusätzlicher Schutz vor Stromschlägen notwendig. Praktischer Hinweis Wenn man über eine Stromversorgung der Klasse zwei spricht, ist es also wichtig, zu wissen, ob es sich um die NEC- oder IEC-Definition handelt. 146 156 Für einen DC/DC-Wandler sind die oben erwähnten Klassifizierungen nur indirekt relevant. Fast alle DC/DC-Wandler für niedrige Eingangsspannungen können als Stromversorgungen der Klasse III eingestuft werden. Ausnahmen sind DC/DC-Wandler mit hohen Eingangs- und Ausgangsspannungen, z. B. solche die in Bahnanwendungen, in Photovoltaikanlagen oder in Anwendungen der Elektromobilität eingesetzt werden, da diese zusätzliche Schutzmaßnahmen erfordern, um das Risiko von Stromschlägen zu reduzieren. Da die Ausgänge von AC/ DC-Stromversorgungen der Klasse I oder Klasse II isoliert sind, können sie massebezogen sein. Dasselbe gilt für einen isolierten oder nicht isolierten DC/DC-Wandler. Abb. 6.6 zeigt eine Erdungsschaltung, wie sie üblicherweise in Fernmeldeleitungen verwendet wird, in der alle DC-Spannungetn massebezogen sind (Klasse-I-Eingang, Klasse-2-Ausgang). AC/DC-Wandler L N PE/FG V OUT + V OUT - -48VDC Isolierter DC/DC-Wandler V IN - V IN + V OUT + V OUT VDC 0VDC Abb. 6.6: Erdungsschaltung für Telekommunikationsnetzversorgung 6.2 Gefährliche Energielevels Die Definition der IEC/UL von gefährlicher elektrischer Energie lautet verfügbarer Leistungspegel von mindestens 240VA mit einer Dauer von mindestens 60 Sek. oder ein gespeicherter Energiepegel von mindestens 20J (z. B. von einem oder mehreren Kondensatoren) bei einem elektrischen Potential von mindestens 2V. Diese Pegel wurden ausgewählt, weil die durch eine derartige Energiefreisetzung (z. B. durch einen Kurzschluss oder Berühren spannungsführender Teile) freigesetzte Energie ausreichen könnte, um Verletzungen zu verursachen oder einen Brand auszulösen. Im weiteren Verlauf dieses Kapitels wird das Risikomanagement erörtert. Die wichtigsten Verfahren zur Reduktion der Verletzungswahrscheinlichkeit oder einer Entzündung infolge dieser gefährlichen Energie sind die folgenden: physikalischerschutz(z.b. Gehäuse, Abschirmverbinder, Einkapselung) Energieabbau(z.B. Entladekreise von Kondensatoren) Funkenlöschung(z.B. Snubber-Netzwerke) Eigensicherung(z.B. Energie ist konstruktionsbedingt eingeschränkt) Überstrombegrenzung(z.B. Schmelzsicherung) 147 157 Diese Schutzverfahren können im Hinblick auf zusätzliche Sicherheit kombiniert werden. Sandgefüllte Sicherungen werden beispielsweise eingesetzt, um das Netzteil während des Ausfallzustands abzutrennen und abzuschalten und zusätzlich über ein physikalisches Mittel (den Sand) dafür zu sorgen, dass der heiße Schmelzdrahtes nicht zu einer Zündquelle wird Schmelzsicherungen Um die verfügbare Energie in einer Kurzschluss- oder Überstrom (OC)-Situation zu begrenzen, werden gefährliche Energien, durch Einsetzen einer Schmelzsicherung oder eines Leitungs- oder Lasttrenners in die Versorgung, unterbrochen. Der Unterbrechungs-Nennwert einer OC-Schutzvorrichtung wird sowohl als Strom wie auch als Spannung angegeben, da es eine Ansprechzeit gibt, bevor der Ausfall beseitigt werden kann, die von beiden abhängig ist. Für eine Schmelzsicherung ist die Ansprechzeit wie folgt: t clear = t melt + t quench, wobei t melt die Schmelzzeit ist, die vom Schmelzintegral I 2t, der Umgebungstemperatur, der Vorbelastung und der Sicherungskonstruktion abhängt und wobei tquench die Bogenbrennzeit ist, die von der Spannung an der Schmelzsicherung und der Sicherungskonstruktion abhängt. Während der Ansprechzeit t clear fließt der Strom immer noch durch die Schmelzsicherung. Dieser Stromfluss, während dem Ansprechen der Schmelzsicherung, wird als Durchgangsleistung bezeichnet. Es ist wichtig, dass die Nennspannung einer Schmelzsicherung nicht überschritten wird, da die Lichtbogenenergie anderenfalls nicht sicher innerhalb des Sicherungshalters verbleibt und der sich ergebende schnelle Temperaturanstieg die Schmelzsicherung zum Explodieren bringen und so diese selber zu einer Zündquelle machen könnte. Der Abschaltstrom (der maximale Strom, den die Schmelzsicherung sicher unterbrechen kann, nicht zu verwechseln mit dem Nennstrom) muss höher sein als der maximal verfügbare Strom aus der Stromversorgung (manchmal wird er als zu erwartender Kurzschlussstrom bezeichnet). Die Auswahl des am besten geeigneten Durchlassstromes hängt sehr von der Anwendung und Umgebung, in der sie sich befindet, ab. Der Mechanismus, der den Strom unterbricht, ist ein Schmelzdraht, der bei ausreichender Energie schmilzt. Ist der Draht schon heiß, weil die Umgebungstemperatur hoch, die Kühlung schlecht oder der durch die Schmelzsicherung fließende Ruhestrom zu hoch sind, ist die Schmelzzeit kürzer, als wenn der Schmelzdraht vollständig kalt wäre. Der Nennstrom von Schmelzsicherungen wird in der Regel bei 25 C Umgebungstemperatur spezifiziert. Je nach Schmelzsicherungstyp muss der Nennstrom um eine Größe zwischen 5% und 40% für Einsatz bei Temperaturen von 85 C (Abb. 6.7) herabgesetzt werden. 148 158 140 C Prozent des Nennstroms A B A C B C -40 C -20 C 0 C 20 C 40 C 60 C 80 C 100 C 120 C Umgebungstemperatur Abb. 6.7: Temperatur-Derating-Kurve für verschiedene Schmelzsicherungstypen; bei A handelt es sich um eine Patronensicherung, bei B um einen Schmelzdraht, Praktischer Hinweis bei C um eine PPTC-rückstellbare Schmelzsicherung Der Nennstrom hängt auch von der Meereshöhe ab. In großen Höhen ist die Luft dünner und die Wärme, die infolge des Ruhestroms innerhalb der Schmelzsicherung erzeugt wird, wird weniger gut durch Konvektion abgegeben. Der Sicherungsnennwert muss für Höhen über 2000m pro 100m um zusätzliche 0,5% für verringert werden. Eine auf dem Meeresspiegel auf 1,5A ausgelegte Schmelzsicherung sollte beispielsweise bei 4000m wie eine 1,35A Sicherung angesehen werden. Außerdem fügt bei hochfrequenten Strömen die Induktivität des Schmelzdrahtes einen zusätzlichen reaktiven Widerstand hinzu, was auch den Wärmeverlust im Schmelzdraht erhöht. Der Durchlassstrom sollte ebenso herabgesetzt werden, wenn die Frequenz des Restwelligkeitsstroms 1kHz überschreitet: 120 max. zulässige Strombelastung infolge der Hochfrequenz % von 50Hz Laststrom Frequenz in Hz Abb. 6.8: Typische Frequenz-Derating-Kurve für eine Schmelzsicherung Schließlich gibt es Alterungseffekte, die vorzeitiges Durchbrennen oder frühzeitige Verschmorung der Schmelzsicherung verursachen können. Die meisten dieser Alterungseffekte ergeben sich aus der Wärmeausdehnung und Kontraktion des Schmelzdrahtes durch wiederholtes Ein- und Ausschalten der Anwendung. Deshalb zeigt ein Gerät, das immer eingeschalten ist, weniger Alterungseffekte der Schmelzsicherungen als eine Anwendung, die regelmäßig ein- und ausgeschaltet wird. Bei einer Anwendung, die häufig ein- und ausgeschaltet wird, verursachen die zyklischen thermischen Beanspruchungen Kaltverfestigungen und Mikrorisse im Schmelzdrahtmaterial, die zu internen Kontaktfehlern führen und zu einer schlechten mechanischen Verbindung zwischen der Schmelzsicherung und dem Sicherungsträger beitragen, was Kontaktprobleme verursachen kann. 149 159 Praktischer Hinweis Angesichts all dieser Derating-Faktoren erscheint es vorteilhaft, einen Sicherungsnennwert zu wählen, der wesentlich höher ist als der Ruhestrom, um unerwünschtes Durchbrennen zu vermeiden. Es ist jedoch von erheblicher Wichtigkeit, dass die Schmelzsicherung auf einen Ausfallzustand reagiert, ohne zuerst eine gefährliche Energiemenge durchzulassen. In der Praxis ist ein Sicherungsnennwert, der im ungünstigsten Fall auf Ströme zwischen dem 1,3- und 1,5-Fachen des Ruhestroms ausgelegt ist und über eine träge Sicherungskennlinie verfügt, um kurzzeitige Stromspitzen und Reaktionen auf schnelle Lastwechsel standzuhalten, ein guter Kompromiss Ansprechzeiten von Schmelzsicherungen und Einschaltspitzenströme Die prinzipielle Konstruktion einer Schmelzsicherung bestimmt deren Ansprechzeit. Es kann z.b. erwünscht sein, dass ein Gerät einem sehr hohen Überstromzustand standhält, um unerwünschtes Durchbrennen infolge von Einschaltspitzenströmen, Stromspitzen aufgrund von Lastwechseln oder Impulsbelastung zu vermeiden. Das ist bei DC/DC-Wandlern besonders wichtig, weil Wandler infolge der Eingangsfilterkondensatoren, die sich zur gleichen Zeit aufladen, in der sich auch das Magnetfeld im Transformator bildet, einen sehr hohen Anlaufstrom ziehen. Daher kann auch der Einschaltspitzenstrom eines DC/DC-Wandlers einige Ampere betragen (siehe Abb. 4.16). In diesem speziellen Beispiel hat ein DC/DC-Wandler mit 2W, der bei der Eingangs-Nennspannung und Volllast normalerweise 80mA zieht, einen Einschaltspitzenstrom von 7,9A. Daher ist eine Sicherungskennlinie erforderlich, die den Wandler im ungünstigsten Fall mit einem Normaleingangsstrom von 100mA sicher schützen kann, aber eine achtzig Mal so hohe Stromspitze zulassen muss, wenn auch nur für die Dauer von 8μs. Obwohl ca. 8A als enorm hoher Strom erscheinen, bedeutet die nur kurze Dauer dieses Stromflusses, dass das Schmelzintegral (I 2 t) nur 0, Ampere2 Sekunden beträgt. Diese Energie reicht nicht aus, um den Schmelzdraht einer für 100mA ausgelegten Schmelzsicherung zum Schmelzen zu bringen. Zusätzlich führt jegliche Streuinduktivität des Schmelzdrahtes, des Sicherungsträgers und der Leiterbahnen zu einer wesentlichen Verringerung des Spitzenstroms durch die Schmelzsicherung. Um einen langfristig zuverlässigen Betrieb zu gewährleisten, würden wir für dieses Anwendungsbeispiel eine auf 150mA ausgelegte träge Schmelzsicherung empfehlen. Einige träge Schmelzsicherungen verwenden spiralförmig gewickelten Schmelzdraht, um die Selbstinduktivität zu erhöhen und somit die Widerstandsfähigkeit gegenüber Stromspitzen zu steigern, im stationären Zustand aber ein Ansprechen beim festgelegten Unterbrechungszustand sicherzustellen. Ein weiteres Konstruktionsverfahren besteht darin, ein Metalltröpfchen auf den Schmelzdraht zu setzen, damit er wie ein Kühlkörper zu einer Verzögerung der Sicherungsansprechzeit fungiert, (Abb. 6.9). 150 160 800 Prozent des Nennstroms Träger Normal Flink Durchbrennzeit in Sekunden Abb. 6.9: Strom-Zeit-Verhältnis von flinken, Standard und trägen Sicherungen Generell wird eine träge Eingangssicherung mit einem Nennstrom von ca. 150% des maximalen Eingangsstroms (gemessen bei minimaler V IN und Volllast) empfohlen. Es ist nicht üblich, Ausgangsstromsicherungen an DC/DC-Wandler anzubringen, da Ausgänge meistens über eine Strombegrenzung und einen Kurzschlussschutz verfügen. Es gibt jedoch einige Anwendungen, bei denen eine Ausgangsstromsicherung aus anderen Gründen erforderlich sein kann. Ein solcher Grund besteht darin, dass ein einzelner DC/DC-Ausgang viele Schaltkreise speist, wobei jeder einzelne nicht in der Lage ist, genügend Strom zu ziehen, um den Wandlerausgang bei einem Ausfall zum sicheren Abschalten zu veranlassen. Einzelne Schmelzsicherungen können den Strom zu jedem Schaltkreis selektiv begrenzen. Ein anderer Grund könnte darin bestehen, dass die zulässige Grenze der gefährlichen Energie niedriger ist, als die Energiemenge die der Wandler im Fehlerfall, insbesondere infolge der in den Ausgangsfilterkondensatoren im Wandlerinneren gespeicherten Energie, liefern könnte. Für Anwendungen, die eine Ausgangsstromsicherung erfordern, ist die Auswahl größer und hängt stärker von den Lasttypen (Last eher nur ohmsch, eher induktiv oder eher kapazitiv), ob sie nun statisch oder dynamisch sind, bzw. von der Definition gefährlicher Energie in der jeweiligen Anwendung ab. Während des Einschaltens der Stromversorgung steigt die Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers relativ langsam linear an, da jeder Schaltzyklus nur ein gewisses Energiepaket vom Eingang zum Ausgang überträgt. Bei näherer Betrachtung können die einzelnen Schritte des Ausgangsspannungsanstiegs manchmal am Oszilloskop beobachtet werden. Eine Rampenspannung generiert einen viel niedrigeren Ausschaltstoß -Strom als ein typischer kurzer und hoher Einschaltspitzenstrom. Daher sollten die Ausgangsstromsicherungen flink sein, um so einen sicheren Schutz der Anwendung vor gefährlicher Energie zu bieten. 151 161 6.2.2 Rückstellbare Überstromschutzschalter (circuit breaker) Um den Strom zu unterbrechen, benutzen thermisch-magnetische Überstromschutzschalter (engl.: minature circuit breakers - MCB) zwei separate Auslösemechanismen. Der Magnetauslöser reagiert schnell auf einen starken Kurzschlussstrom (typisch innerhalb 5ms) und der Wärmeauslöser auf eine mehrere Sekunden lang andauernde Überlast. Das Gleichgewicht zwischen den zwei Auslösemechanismen ist durch den Aufbau des Schutzschalters festgelegt; z. B. ist es möglich, einen Miniaturschutzschalter mit einer langen Ansprechzeit für Überlast, aber immer noch schnell reagierend auf Kurzschlussfehler, zu finden. Es wird generell angenommen, dass Schmelzsicherungen schneller als Überstromschutzschalter reagieren, aber dies ist nicht immer zwingend der Fall. Insbesondere können für DC/ DC-Wandler mit hohen Leistungen mit Eingangs- oder Ausgangsströmen von einigen Ampere die auslösenden Einstellwerte von Überstromschutzschalter viel näher am Ruhestrom dimensioniert werden, als dies bei einer Schmelzsicherung der Fall wäre. Fehlauslösungen wären dadurch deutlich unwahrscheinlicher als beim Einsatz von Schmelzsicherungen. Ein Überstromschutzschalter reagiert auch auf einen länger andauernden Überlastbetrieb mit nur geringfügig über dem Nennwert liegendem Überlastwert, wenn dieses Energie-Zeit-Integral als gefährliche Energie eingestuft werden kann. Andere Vorteile der Überstromschutzschalter bestehen darin, dass sie rückstellbar sind, eine sichtbare Anzeige besitzen (die anzeigt ob sie ausgelöst wurden), über einen sehr hohen Abschaltstromnennwert verfügen, eine interne physikalische Lichtbogenunterdrückung enthalten (z. B. Lichtbogenleitbahnen und Lichtbogenlöschkammer) und Mehrfachverbindungen (Pole) gleichzeitig ausschalten können. Die Hauptnachteile bestehen darin, dass sie wesentlich teurer und größer sind als Schmelzsicherungen und niedrigere Nennströme bieten als diese nur thermisch Zeit (Sek.) thermisch plus magnetisch 0.01 momentan magnetisch Rated Current Strom (A) Abb. 6.10: Typisches Strom-Zeit-Verhältnis eines Überstromschutzschalters (MCB) x10 x 162 6.3 Inhärente Sicherheit Im Unterschied zur Eigensicherheit (siehe folgenden Abschnitt) versucht die inhärente Sicherheit, Gefahren durch Verringern des Energieniveaus im Schaltkreis auszuschließen, sodass Störungen kein Risiko darstellen. Das Prinzip entstand in der chemischen Industrie, als verstanden wurde, dass man die mit der Herstellung chemischer Stoffe verbundenen Gefahren wesentlich verringern kann, indem man die Stoffe statt in sehr großen Mengen nur in kleineren Mengen erzeugt. Die vier Prinzipien der inhärenten Sicherheit sind Minimieren, Ersetzen, Verringern und Vereinfachen. Bei der Anwendung auf Stromversorgungen besteht das Konzept darin, Stromversorgungen mit minimaler Menge an gespeicherter Energie zu entwickeln; eine einzelne zentrale Hochleistungs-Stromversorgung durch mehrere kleinere zu ersetzen; die Ströme, die sowohl intern als auch extern fließen können, zu verringern; und die Anwendung der Stromversorgung zu vereinfachen (z. B. durch Verwendung gepolter Stecker, sodass eine Querverbindung unmöglich wird, sowie durch Einbau von Indikatoranzeigen wie z.b. Power ok -Leuchten). Um die Störungsanfälligkeit zu verringern, müssen alle Netzversorgungen zusätzlich getrennt und in entsprechend sicherer Umgebungen betrieben werden, damit sie nicht durch die Umgebungsbedingungen zusätzlich belastet werden. Das Beispiel in Abb zeigt einen Teil eines inhärent sicheren Stromversorgungskonzeptes. Der Primär-DC/DC-Wandler liefert eine leistungsbegrenzte Versorgung aus einem 24-V-Industriestandardbus. In diesem Beispiel wird eine Versorgungsspannung von 24V verwendet, um einen auf 5W begrenzten isolierten 24-V-Ausgang zu gewährleisten. Ein linearer Serienspannungsregler wird als zusätzlicher Strombegrenzer verwendet (Anmerkung: der Masseanschluss GND ist potentialfrei, weshalb der Regler als eine Stromquelle fungiert). Beim Einsatz eines typischen 5-V-Reglers mit einem Widerstand von 25Ω beträgt der maximale Strom, der fließen kann, 5/25 = 200mA. Bei 24V Versorgungsspannung begrenzt dies die maximale Ausgangsleistung auf 4,8W. Der zweite DC/DC-Wandler setzt die 24V auf die Spannung auf Leiterplattenebene auf 3,3V herab. isolierter DC/DC-Wandler 5W, 24Vin, 24Vout linearer Spannungsregler V IN + VIN VOUT V IN - V OUT + GND R V OUT - ungefährliche Umgebung I = Vreg/R Anwendung isolierter DC/DC-Wandler 5W, 24Vin, 3.3Vout V IN + V IN - V OUT + V OUT - Abb. 6.11: Inhärent sichere Stromversorgung In der Praxis gilt es bei diesen strombegrenzten Versorgungsketten Vorsicht walten zu lassen. Bei dem zweiten DC/DC-Wandler wird während des Einschaltens der Eingangsstrom begrenzt, und er wird daher höchstwahrscheinlich Anlaufschwierigkeiten zeigen. Es ist nicht möglich, als Hilfe eine zusätzliche Eingangskapazität hinzuzufügen, da dies dem Prinzip der inhärenten Sicherheit widersprechen würde. 153 163 Daher ist es hilfreich, die Last erst zuzuschalten, nachdem sich die Ausgangsspannung stabilisiert hat (Abb. 6.11). Eine andere Option besteht darin, die internen Komponenten des DC/ DC-Wandlers zu ändern, z. B. durch Reduktion der Eingangsfilterkapazität, um einen Wandler mit geringerer gespeicherter Energie zu erhalten. Das Konzept der inhärenten Sicherheit steht oft im Widerspruch zu industriellen Anforderungen und der Forderung nach preiswerten Hochleistungsnetzgeräte, die starke Anlassströme liefern und schnell auf Belastungstransienten reagieren können. 6.4 Eigensicherheit Eigensichere Schaltkreise werden so entwickelt, dass in der Stromversorgung nicht ausreichend Energie vorhanden ist, um eine lokale Überhitzung oder Funkenbildung, die ein brennbares Gas entzünden würde, überhaupt erst entstehen zu lassen. Es gibt zwei Hauptschutzgrade: einzelner Fehler und doppelter Fehler. Darüber hinaus muss die Umgebung oder Zone, in der die Stromversorgung eingesetzt wird, berücksichtigt werden. Zone Beschreibung 0 explosionsfähige Atmosphäre dauerhaft vorhanden 1 explosionsfähige Atmosphäre kann im Normalbetrieb vorkommen (<100 Std/Jahr) 2 explosionsfähige Atmosphäre unwahrscheinlich (<10 Stden/Jahr) Tabelle 6.8: Eigensicherheitszonen Stromversorgungen der Zone 0 müssen vor doppelten Fehlern (Klasse ia), Stromversorgungen der Zone 1 vor einzelnen Fehlern (Klasse ib) geschützt werden. Stromversorgungen der Zone 2 können ohne Fehlerabsicherung auskommen, wenn sie geschlossen oder eingekapselt sind, um eine mögliche explosionsfähige Atmosphäre auszuschließen; in der Praxis sind sie aber häufig auch vor einzelnen Fehlern geschützt. Da Flugstaub brennen kann (Staubexplosion), schließt die Definition der explosionsfähigen Atmosphäre sowohl Staub als auch Gase ein. Zone 0 (Gas) = Zone 20 (Staub), Zone 1 (Gas) = Zone 21 (Staub) und Zone 2 (Gas) = Zone 22 (Staub). Der Hauptunterschied besteht im Gehäusetyp (luftdicht gegenüber staubdicht). Für die Stromversorgung fordert die Eigensicherheitskompatibilität eine FMEA (Failure Mode Effect Analysis = Fehlermöglichkeits- und Fehlereinflussanalyse, oder Auswirkungsanalyse) für alle verwendeten Komponenten sowie eine Analyse der Oberflächentemperaturen im ungünstigsten Fall und der Zündquellenenergie innerhalb der Versorgung, wie Spitzenstrom, Spitzenspannung und die MOSDE (Maximum Output Short-circuit Discharged Energy = maximale Ausgangskurzschluss-Entladungsenergie). DC/DC-Wandler sind ein wichtiges Element in eigensicheren Schaltkreisen, da sie zur Gewährleistung galvanischer Trennung verwendet werden, die Menge an verfügbarer Energie begrenzen und minimale Trennungen, Luft- und Kriechstrecke gewährleisten können. 154 164 Ein Beispiel einer eigensicheren Stromversorgung ist unten gezeigt. Zwei DC/DC-Wandler werden sowohl für die Sicherheitsisolierung als auch zur Reduzierung derdc-versorgungsspannung verwendet, um die Leerlaufzündspannung der explosions-fähigen Atmosphäre zu senken. Sicherheitszone 24VDC 3.3VDC Strombegrenzungswiderstand Schmelzsicherung Schutzerdung spannungsbegrenzende Zener-Diode energielimitierte Versorgung Gefahrenbereich geschlossenes Gehäuse 3.3VDC 24VDC Abb. 6.12: Eigensichere Stromversorgung Typische Einsatzbereiche für eigensichere Stromversorgungen sind Minen, petrochemische Werke, Mahlbetriebe und Verarbeitungsanlagen für Staubfutter. DC/DC-Wandler mit doppelter oder verstärkter Isolierung werden infolge der erforderlichen Doppelfehlertoleranz normalerweise verwendet, um (ia)-schutzgrade zu erfüllen. Wenn DC/DC-Wandler in luftdichten Gehäusen eingesetzt werden, muss darauf geachtet werden, dass gewährleistet ist, dass sie sich infolge des beschränkten Luftstroms nicht überhitzen. Ein Verfahren besteht darin, sie unter Verwendung von wärmeleitfähigen Lückenfüllungen (Wärme-Pads) dicht an den Gehäusewänden oder internen Kühlkörpern zu montieren Brennbare Materialien Als Energiequellen könnten Stromversorgungen auch zu brennen beginnen oder so heiß werden, dass sich angrenzende brennbare Materialien unter Fehler- oder nicht bestimmungsgemäßen Einsatzbedingungen entzünden können. Die meist allgemeine Standardanforderung für brennbare Stromversorgungsbauteile (PCB, Gehäuse, Vergussmasse usw.) ist, dass sie UL94-V0-konform sein müssen. Dieser Norm liegt eine Reihe von standardisierten Tests zugrunde, mit denen festgestellt wird, ob die in einer Stromversorgung verwendeten leicht entzündlichen Materialien nach Entzündung durch eine Flamme selbstlöschend sind und ob sich die Flamme ausbreiten kann. Zusätzlich kontrolliert der Standard auch, ob die verwendeten Materialien durch Funken oder elektrische Lichtbögen entzündet werden können. Dies ist wichtig, da innerhalb der Stromversorgungen, zur elektrischen Isolierung, häufig Kunststoffe verwendet werden. Das UL94-Prüfprotokoll kategorisiert brennbare Materialien gemäß ihrer Tendenz zur Ausbreitung einer Flamme oder zum Glimmen in der Horizontalebene (HB) und zur senkrechten Ausbreitung (V-0, V-1, V-2 oder VTM-0, VTM-1 und VTM-2 für Dünnfilmmaterialien). Die Gefahr der Fremdzündung wird überprüft, indem ein Stückchen Baumwolle unter das Prüfobjekt gelegt wird, das durch geschmolzene Kunststofftropfen nicht entzündet werden darf. 155 165 Teststück 30 Baumwolle Abb. 6.13: Brennbarkeitsprüfung UL 94 durch Tropfenverbrennung Andere brennbare Materialnormen stufen Stromversorgungen laut der Masse an verwendetem brennbaren Material, der Position der Stromversorgung (z. B. an einem bemannten oder unbemannten Ort, innerhalb eines Möbelstücks oder in einem Schlafabteil eines Zuges) und laut der physikalischen Trennung zwischen der Stromversorgung und anderen potentiellen Zündquellen oder brennbaren Materialien ein. Um alle auf Brandgefahren anwendbaren Normen zu erfüllen, müssen Hersteller einer Stromversorgung daher die Anwendung des Endverbrauchers bis ins kleinste Detail kennen einschließlich der Orientierung der Stromversorgung, wenn sie in der Anwendung installiert ist, des senkrechten und horizontalen Abstands, der Anforderungen an die Feuerwiderstandsfähigkeit und des beabsichtigten Gebrauchs. In vielen Situationen, in denen Stromversorgungen durch Drittanbieter oder Katalog- vertriebsfirmen verkauft werden, ist dies nicht durchführbar. Daher werden in den Datenblättern die grundlegenden Standards für Brandgefahren der UL94-V0 verwendet, und weitere Konformitätsprüfungen oder -kontrollen können nur in enger Zusammenarbeit mit dem Kunden oder durch den Endverbraucher selbst durchgeführt werden Rauch Mehr Brandtodesfälle werden durch die Inhalation von Rauch, als infolge von Brandwunden, verursacht. Rauch ist definiert als alle in der Luft enthaltenen Verbrennungsprodukte einschließlich Teilchen wie Ruß, Gase wie Kohlenmonoxid, flüchtige Stoffe wie organische Moleküle und Sprays wie Dampf. Die sichtbaren Teile von Rauch, die hauptsächlich durch Ruß und Dampf verursacht werden, sind oftmals selbst nicht toxisch, sofern sie keine Säure, die durch das Feuer freigesetzt werden kann, enthalten; durch die Verschlechterung der Sicht und Behinderung von Fluchtwegen tragen sie jedoch zur Brandgefahr bei. Gase wie Kohlenmonoxid verursachen Hyperventilation, die die Lunge dem Rauch noch stärker aussetzt, und verbinden sich mit Hämoglobin im Blut, was die reguläre Sauerstoffaufnahme im Körper blockiert. 156 166 Stromversorgungen enthalten in der Regel keine großen Mengen an brennbarem Material, abgesehen von Vergussmaterialien, die bei einem Brand eine nicht unwesentliche Rauchentwicklung auslösen würden. Vergussmasse wird eingesetzt zur Isolierung der Stromversorgung gegenüber Kontamination durch Feuchtigkeit, Staub und korrodierende Stoffe, um einen besseren thermischen Übergang zwischen wärmeerzeugenden Komponenten und dem Gehäuse zu gewährleisten und um die internen Komponenten vor den Einwirkungen von mechanischem Schock und Vibration zu schützen. Um ökologische und thermische Anforderungen an die Anwendung zu erfüllen, ist die Vergussmasse in vielen Anwendungen wesentlich. Die meist verbreiteten Werkstoffe sind Zweikomponenten-Epoxidharz, Silikonkautschuk oder Polyurethan. Davon erfüllt nur Silikonkautschuk keine strikte Anforderungen an Rauch, aber auch raucharme Vergussmaterialien sind verfügbar (jedoch leider zu einem hohen Preis). Eine Norm zur Bewertung des Rauchrisikos ist der NF-F-Brand- und Rauchtest. Die Normen NF F /102 bedienen sich einer Risikobewertungstabelle, um die erforderlichen Spezifikationen für die französische Staatsbahn zu bestimmen. Die Risiken der Flammbarkeit und Rauchentwicklung können dann nach der Anwendung oder Zugstreckenführung bewertet werden (wenn die Strecke des Zuges durch Tunnel führt, ist Rauch ein größeres Risiko, als wenn er nur oberirdisch eingesetzt wird). Die Charakteristik des Rauchs hängt sowohl von der Rauchtrübung als auch von der Giftigkeit des Rauchs ab. Im Beispiel unten wäre die Stromversorgung für einen U-Bahnzug geeignet (Anforderungen in Weiß dargestellt), da Prüfungen zeigten, dass Silikonkautschuk-Vergussmaterial eine niedrigere Flammbarkeit aufweist, jedoch zu viel Rauch (F3/I3) abgibt als akzeptabel wäre (F1/I2). Flammability Smoke emission I0 or I.O. 70 I1 for I.O I2 for I.O I3 for I.O I4 for I.O. 20 no inflammation at 960 C no inflammation at 960 C no inflammation at 850 C no afterburning at 850 C F0 for I.F. 5 F1 for I.F F2 for I.F F3 for I.F F4 for I.F F0 F1 F2 F3 F4 F5 I0 I1 I2 I3 I4 NC x x NC not classified F5 for I.F. 120 x = Silicone Rubber x = Epoxy Tabelle 6.9: Brand/Rauch-Risikobewertung 6.5 Verletzungsrisiko Während die meisten DC/DC Stromversorgungen auf Platinen montiert sind und für den Kunden nicht zugänglich sind, müssen sie zu Service- und Reparaturzwecken für technisches Personal zugänglich sein. Eine Verletzungsgefahr durch hohe Temperaturen oder scharfe Kanten sollte ausgeschlossen sein. 157 167 6.5.1 Heiße Oberflächen Die Hautverbrennungstemperatur beträgt ca. 48 C bei einem Kontakt von mehr als 10 Minuten. Aufgrund unserer Reflexhandlung, von einer heißen Oberfläche zurückzutreten oder einen heißen Gegenstand fallen zu lassen, sind in Stromversorgungen auch höhere Temperaturen zulässig. Die internationale Norm IEC60950 spezifiziert je nach Berührungszeit und Material die folgenden Temperaturgrenzen für berührbare Oberflächen oder Gegenstände: Gegenstand Berührungszeit Berührungszeit Teperaturgrenze Handgriffe, Drehknöpfe usw. heiße Oberflächen ununterbrochen alle 55 C kurz (<10s) metallisch 60 C nichtmetallisch 70 C berührbar (<1s) metallisch 70 C nichtmetallisch 80 C Tabelle 6.10: Temperaturgrenzen für berührbare Gegenstände In vielen Stromversorgungen können metallische Teile wie Kühlkörper so hohe Temperaturen erreichen, dass sie unter bestimmten Betriebsbedingungen als Gefahrenquellen für Hautverbrennungen einzustufen sind. In diesen Fällen muss die Stromversorgung zum Schutz gekapselt und möglicherweise mit einem Warnsymbol markiert sein, sodass erkennbar ist, dass sie heiße Oberflächen enthält und das Reparatur-oder Bedienpersonal angemessen über das Risiko von Hautverbrennungen informiert wird. Abb. 6.14: Warnsymbol für heiße Oberflächen Scharfe Kanten Stromversorgungen enthalten keine beweglichen Teile, abgesehen von Lüftern bei Spannungsversorgungen für besonders hohe Leistungen. Deshalb trifft die Gefahr der durch bewegliche mechanische Teile verursachten kinetischen Energie in den meisten Fällen nicht zu. Alle scharfen Kanten und Ecken an den mechanischen Teilen können jedoch sowohl für Montage- als auch für Reparaturpersonal eine Gefahr darstellen. Der Standardtest für scharfe Kanten wird durchgeführt mit einem Weichgummistück, das umwickelt ist mit Spezialbändern, die die Schnittfestigkeit der Haut wiedergeben. Das Probestück ist mit einer Springfeder versehen, um einen gleichmäßigen Druck zu gewährleisten, und kann entlang jeglicher mechanischer Teile bewegt werden. Wenn scharfe Kanten vorhanden sind, spaltet sich das Band und legt den darunterliegenden Gummi, der eine andere Farbe hat, frei. So kann eine einfache Aussonderungsprüfung durchgeführt werden. 158 168 Praktischer Hinweis Die meisten Kleinleistungs-DC/DC-Stromversorgungen haben ein durch Spritzguss hergestelltes Kunststoffgehäuse, wobei durch geeignete Spritzgussformen die Ausbildung zu scharfer Kanten vermieden werden kann. Wenn das Material jedoch entlang einer Trennfuge einen dünnen Streifen überschüssigen Kunststoffes, genannt Spritzgrat, ausbildet kann dieser eine gefährliche, scharfe Kante bilden. Diese muss durch Entgratung entweder manuell oder durch Einsatz entsprechender Schleifmitteln entfernt werden. Einige Hochleistungswandler verfügen über ein Metallgehäuse oder enthalten Kühlkörper. Sie werden in der Regel aus Weichmetallen wie Aluminium oder Kupfer hergestellt, und es ist relativ einfach, sämtliche Verarbeitungsgrate vor der Montage mit Handwerkzeug zu entfernen. 6.6 Auf Sicherheit ausgerichtete Konstruktionsweise Der erste Schritt in einer risikobewussten (HB) Vorgehensweise im Rahmen einer auf die Sicherheit ausgerichteten Konstruktionsweise besteht darin, sämtliche Gefahren, die in der Anwendung vorhanden sind, zu bewerten. Im folgenden Schritt wird durch Übertragung auf den menschlichen Körper untersucht, wie diese Gefahren zu Risiken werden könnten. Und der letzte Schritt besteht darin, wirksame Schutzmaßnahmen zu entwerfen. Alle diese Schritte können während des Konstruktionsbewertungsverfahrens durchgeführt werden, also noch bevor die Geräte gebaut werden. Eine erfolgreiche Vorgehensweise basiert auf der Ermittlung bereits vorhandener Erkenntnisse über potentielle Gefahren, Übertragungsmechanismen und menschlicher, körperlicher Anfälligkeit gegenüber Verletzungen und darin, fundierte Grundsätze der Elektrotechnik anzuwenden. Bewerten potentieller Gefahren Ermittlung sämtlicher Übergangsmechanismen Verletzungsrisiko bewerten Reduzieren der Gefahr durch Entwicklung Abschirmen, Blockieren oder Unterbrechen der Übertragungswege Warnung und Einweisung des Benutzers Abb. 6.15: Blockdiagramm einer auf Sicherheit ausgerichteten Konstruktionsweise Das obige Blockdiagramm veranschaulicht eine auf Sicherheit ausgerichtete Konstruktionsweise. Die verschiedenen Sicherheitsstandards, Richtlinien und Zertifikate wurden auf Basis der Erforschung vorausgegangener Unfälle entwickelt, um elektrische und elektronische Geräte betriebssicher zu machen. Jedoch ist es ein Unterschied, ob Stromversorgungen so konstruiert werden, dass sie Sicherheitsstandards gerade so erfüllen, oder ob der Entwicklungsprozess von vornherein auf die Sicherheit ausgerichtet ist und die Gefahren, Übertragungsmechanismen und Verletzungsrisiken von Anfang an betrachtet und geeignete Schutzmechanismen gleich mit entworfen werden. Ein Beispiel für Minimierung von Gefahren durch entsprechende Konstruktion könnte darin bestehen, für Geräte, die nicht ständig gespeist werden müssen, eine batteriebetriebene statt einer Netzstromversorgung zu wählen. 159 169 Für die Batteriespannung kann dann eine Niederspannung verwendet werden; somit basiert die Sicherheit auf einer entsprechenden Entwicklung. Ein weiteres Beispiel sind die gelb gefärbten Transformatoren, die üblicherweise auf Baustellen zur Versorgung von Elektrowerkzeugen verwendet werden. Durch Herabsetzung der Netzstromversorgung von 230VAC auf 110VAC und Verwendung eines Trafos, mit einer an die Masse angeschlossen Mittelanzapfung, beträgt die maximale AC-Spannung zur Masse 55V und ist somit sicher(abb. 6.16). Abb. 6.16: Beispiel von Sicherheit durch Konstruktion Kann eine Gefahr nicht durch die Konstruktion ausgeschlossen werden, besteht die nächste Stufe des Prozesses darin, die Übertragungsmechanismen zu untersuchen, die zu einer Berührung durch Menschen und somit zu potentieller Verletzung führen könnten. Die einfachste Methode besteht darin, jeglichen zufälligen Kontakt physikalisch durch den Einsatz von Abschirmung, Gehäuse oder Isolierung zu blockieren. Der Code für den Schutz gegen Eindringen (IP-Code, IP = Ingress Protection) bestimmt verschiedene Grade von physikalischem Schutz unter Verwendung eines standardisierten Probestücks ( Prüffinger ), das mit einem Durchmesser von 12,5mm und einer Länge von 80mm einen menschlichen Finger simuliert. 160 170 Grad Gegenstands- größe Effektiver Schutz 0 Kein effektiver Schutz gegen Kontakt oder Eindringen von Gegenständen 1 >50mm Geschützt gegen zufälligen Kontakt großer Körperteile (z. B. Hände), aber kein Schutz gegen absichtlichen Kontakt 2 >12.5mm Geschützt gegen zufälliges Berühren mit dem Finger 3 >2.5mm Geschützt gegen zufällige Berührung durch Instrumente, dicke Drähte usw. 4 >1mm Geschützt gegen zufälliges Berühren durch dünne Drähte, kleine Teile usw. 5 staubgeschützt Eindringen von Staub wird nicht vollständig verhindert, hat aber keinen Einfluss auf die Funktion. Vollschutz gegen zufälliges Berühren 6 staubdicht Abgedichtet gegen Staub; Vollschutz gegen zufälliges Berühren Tabelle 6.11: Schutzgrade gegen das Eindringen von Feststoffpartikeln Die zweite Ziffer im IP-Code stellt den Schutz gegen das Eindringen von Flüssigkeiten dar und variiert von Grad 1 (kein Schutz vor Eindringen von Wasser) bis Grad 8 (vollständiges Eintauchen). Grad Test Effektiver Schutz 0 kein Schutz keiner 1 Tropfwasser geschützt vor leichtem Regen 2 Tropfwasser bis zu 15 geschützt vor starkem Regen 3 Sprühwasser 4 Wasserspritzer geschützt gegen Sprühwasser bis zu einem Winkel von 60 geschützt gegen Wasser von einem beliebi- gen Winkel 5 Wasserstrahl geschützt gegen Wasser aus einer Düse 6 starker Wasserstrahl geschützt gegen Wasser aus einer großen Düse 6K starker Wasserstrahl mit Druck geschützt vor starken Wasserstrahlen 7 Eintauchen bis zu 1 m geschützt gegen Eintauchen in Wasser für die Dauer von 30 Minuten 8 Eintauchen über 1 m geschützt gegen die Wirkungen beim dauernden Untertauchen in Wasser Tabelle 6.12: Schutzgrade gegen das Eindringen von Flüssigkeiten Für den Einsatz im Innenbereich wird eine IP-Einstufung von IP20 für die Anwendung im Trockenbereich als ausreichend erachtet. Für den Einsatz in Feuchträumen (z. B. in Baderäumen) ist mindestens IP41 (Schutz gegen kleine herabfallende Gegenstände und Tropfwasser) und für den Außeneinsatz ein IP-Wert 161 171 von mindestens IP54 (staubdicht und Wasserspritzer haben keine schädliche Wirkung) erforderlich, häufiger jedoch ein Wert von IP67 (Vollschutz gegen das Eindringen von Staub und Schutz beim Eintauchen in Wasser) erforderlich. Die ultimative Sicherheitsmaßnahme im Hinblick auf eine durch die Konstruktion bestimmte Sicherheit besteht darin, den Benutzer durch die Anbringung von Warnhinweisen an den Geräten und durch das Beifügen von Merkblättern mit Sicherheitsinformationen und Bedienungsvorschriften zu warnen, damit er nicht in eine gefährliche Situation gerät. Die Anforderungen an die Sicherheitsinformationen werden in allen relevanten Hygiene- und Sicherheitsvorschriften dokumentiert und Hinweise sind je nach Schwere der Gefahr mit Warnung oder Vorsicht oder Gefahr klar markiert. Für DC/DC-Stromversorgungen ist es aber nur selten notwendig Gefahrenwarnhinweise anzubringen, wenn keine gefährlichen Hochspannungen erzeugt werden FMEA Auch die Fehlermöglichkeits- und einflussanalyse (FMEA) ist ein wichtiges Verfahren im Rahmen einer auf die Sicherheit gerichteten Konstruktionsweise. Auf der einfachsten Ebene kann angenommen werden, dass jede separate Komponente oder jedes separate Bauteil in der Konstruktion unter normalen Betriebsbedingungen, entweder als Kurzschluss oder als offener Stromkreis (Nenneingangsspannung, Volllast und Raumtemperatur) ausfällt. Das Ergebnis dieses Fehlers kann im Hinblick auf die Folgen für die Sicherheit und die Performance sowohl für die Stromversorgung als auch für alle anderen Geräte oder Systeme, die daran angeschlossen werden sollen, analysiert werden. Die FMEA kann verwendet werden, um die Schwere eines Fehlers laut folgender Definitionen zu bewerten: Schwere katastrophal gefährlich risikobehaftet geringfügig keine Wirkung Definition Führt zu mehreren Todesfällen und/oder Vollverlust von mehrfachen Systemfunktionen Beeinträchtigt die Systemsicherheit oder schafft gefährliche Bedingungen: starke Verringerung der Sicherheit oder Funktionsfähigkeit schwere und tödliche Körperverletzung Verringert die Systemsicherheit wesentlich und schafft gefährliche Bedingungen: wesentliche Verringerung der Sicherheit oder Funktionsfähigkeit Unwohlsein einschließlich Verletzungen schwerer Umweltschaden und/oder schwerer Sachschaden Verringert die Systemsicherheit nicht wesentlich: gewisses physisches Unwohlsein geringfügiger Umweltschaden, und/oder geringfügiger Sachschaden Hat keine Wirkung auf Sicherheit oder Performance Tabelle 6.13: Einstufung der Schwere eines Fehlers 162 172 Die FMEA kann als grundlegendes Verfahren bei einer auf die Sicherheit gerichteten Konstruktionsweise verwendet werden, ohne die Wahrscheinlichkeit des Auftretens eines Fehlers zu betrachten. Wird sie jedoch als Teil einer Risikobewertung verwendet, dann wird das Risiko wie folgt berechnet: Risiko = Schwere Wahrscheinlichkeit Daher muss die Wahrscheinlichkeit des Auftretens eines Ausfalls bewertet werden: Wahrscheinlichkeit wahrscheinlich entfernt vorhanden sehr entfernt vorhanden extrem unwahrscheinlich Definition Auftreten ein- oder mehrmals während der Gesamtsystemlebens- / Gebrauchsdauer eines Bauteils erwartet Quantitativ: Wahrscheinlichkeit des Auftretens pro Betriebsstunde ist größer als Qualitativ: Auftreten für jedes Bauteil während dessen Gesamtlebensdauer unwahrscheinlich. Kann während der Lebensdauer eines Gesamtsystems oder Wagenparks mehrmals auftreten. Quantitativ: Wahrscheinlichkeit des Auftretens pro Betriebsstunde ist geringer als , aber größer als Qualitativ: Auftreten für jedes Bauteil während dessen Gesamtlebensdauer nicht erwartet. Kann während der Lebensdauer einen Gesamtsystems oder Wagenparks mehrmals auftreten Quantitativ: Wahrscheinlichkeit des Auftretens pro Betriebsstunde ist geringer als , aber größer als Qualitativ: so unwahrscheinlich, dass das Auftreten während der Gesamtgebrauchsdauer eines Gesamtsystems oder Wagenparks nicht zu erwarten ist Quantitativ: Wahrscheinlichkeit des Auftretens pro Betriebsstunde ist geringer als Tabelle 6.14: Einstufung der Ausfallwahrscheinlichkeit 6.7 Medizintechnische Sicherheit Im Vergleich zu Betriebssicherheitsanforderungen müssen DC/DC-Stromversorgungen wesentlich strikteren Spezifikationen entsprechen, wenn sie als geeignet für den Einsatz in medizinischen Geräten zertifiziert werden. Eine der bedeutendsten Anforderungen besteht darin, dass ein Unterschied zwischen Patienten- und Bedienerschutz gemacht wird. In der MOOP-Kategorie (MOOP = means of operator protection, dt. Mittel zum Schutz des Bedieners) folgen die Anforderungen im Wesentlichen den Standardschutzmaßnahmen, die für Industrieeinrichtungen verwendet werden, in der MOPP-Kategorie (MOPP = means of patient protection, dt. Mittel zum Patientenschutz) jedoch wurden die Anforderungen erhöht insbesondere in Bezug auf Kriech- und Luftstrecken. Tabelle 6.15 zeigt einige entsprechende Anforderungen der Isolierung für beide Schutzkategorien des Schutzverfahrens (MOP). 163 173 Isolations- anforderung Luft- strecke MOOP Kriech- strecke Isolations- spannung Luft- strecke MOPP Kriech- strecke Isolations- spannung <250VAC 2.0mm 3.2mm 1500VAC 2.5mm 4.0mm 1500VAC 4.0mm 6.4mm 3000VAC 5.0mm 8.0mm 4000VAC <43VDC 1.0mm 2.0mm 1000VAC 1.0mm 2.0mm 1500VAC <30VAC 2.0mm 4.0mm 2000VAC 2.0mm 4.0mm 3000VAC Tabelle 6.15: Schutzanforderungen an medizinische Geräte Eines der Hauptsicherheitsprinzipien besteht darin, zwei Schutzgrade zu gewährleisten, falls ein Grad versagt. Daher sind zwei Schutzmaßnahmen (means of protection - MOP, Schutzmittel) sowohl für die Betreiber- als auch für die Patientensicherheit (2 MOPP, 2 MOOP) erforderlich. Das MOP kann zwischen einigen Komponenten aufgespalten werden, sodass z. B. eine AC/DC-Stromversorgung beim Einsatz 2 MOOP gewährleisten kann und ein darauf folgender isolierter DC/DC-Wandler 2 MOPP gewährleisten kann. Es liegt aber im Wesen von Konstruktionen medizintechnischer Qualität, eine belt-and-braces -Methode zu verwenden und 2 MOPP und 2 MOOP sowohl für die AC/DC- als auch für die DC/DC-Stromversorgung zu fordern. Dank der MOOP/MOPP-Konzeption wurden jedoch die Anforderungen für Patienten-Leckströme im Vergleich zu früheren medizinischen Normen, je nach Klassifikation der Anwendung im Hinblick auf Patientenkontakt, herabgesetzt. Die drei Patientenkontaktklassifikationen sind in Typ B (Body kein direkter Patientenkontakt), Typ BF (Body Float physikalischer Kontakt mit dem Patienten) und CF (Direktkontakt mit dem menschlichen Herzen) unterteilt. Je näher der Kontakt mit dem Herzen des Patienten ist, desto niedriger sind die zulässigen Leckströme. Tabelle 6.16 zeigt die entsprechenden Grenzen für Normalbetrieb (NC normale Bedingungen) sowie für den Fall einer Störung (SFC Einzelfehlerbedingung). Ableit- Typ B Typ BF Typ CF strom NC SFC NC SFC NC SFC Erde 500µA 1mA 500µA 1mA 500µA 1mA Gehäuse 100µA 500µA 100µA 500µA 100µA 500µA Patient 100µA 500µA 100µA 500µA 10µA 50µA Tabelle 6.16: Leckstrom-Grenzwerte für medizinische Geräte Der Vorteil von neuen, höheren Stromgrenzwerten besteht darin, dass es für medizintechnisch geeignete DC/DC-Stromversorgungen viel einfacher ist, auch die EMV-Anforderungen zu erfüllen. Die früheren Grenzen verursachten wesentliche Probleme, da Gleichtaktfilterkondensatoren zwischen Ausgang und Eingang gänzlich unzulässig waren.der risikobasierte Ansatz für medizinische Sicherheit stellt Stromversorgungshersteller und Hersteller von medizinischen Geräten vor eine neue Herausforderung, da die Zertifizierung ein formales Risikomanagementverfahren (RM) nach ISO beinhaltet. 164 174 Das Risikomanagement deckt nicht nur die Risikoanalyse in der Planungs- und Produktionsphase ab, sondern beinhaltet auch Anforderungen, das Risiko im Laufe langer Nutzungszeit zu überwachen, um die Auswirkungen von Alterung, bestimmungsgemäßer Nutzung und Missbrauch, die die Gerätesicherheit über die Gesamtlebensdauer des Produktes gefährden könnten, nachzuweisen. Abstimmungspfad Risikoanalyse Risikobewertung Risikoprüfung Restrisikobewertung Risikomanagementbericht Produktionsund Post- Produktions- Informationen Risikobewertung Risikomanagement Abb. 6.17: Flussdiagramm Risikomanagement (nach ISO 14971) Der Ablauf der Risikobewertung basiert auf einer Risikoindex-Matrix, welche Risiken analysiert und gewichtet, die durch die Stromversorgung im Normalbetrieb und unter Ausfallbedingungen entstehen können. In der Risikoindex-Matrix wird die Eintrittswahrscheinlichkeit (von unwahrscheinlich bis häufig) gegenüber der Schwere (von unbedeutend bis katastrophal), in jeweils fünf Grade unterteilt, gegenübergestellt. Das Gesamtrisiko ergibt sich als Produkt aus Wahrscheinlichkeit und Schweregrad. Liegt der Wert 6, kann das Risiko in der Regel als annehmbar eingestuft werden. Die Akzeptanz des Grenzwertes liegt jedoch beim Benutzer. Im folgenden Beispiel ist R1 ein annehmbares Risiko, R2 ein angemessenes Risiko für die Anwendung, und R3 ist unannehmbar. Wahrschein- lichkeitsgrad Schweregrad Unbedeutend Geringfügig Schwer Kritisch Katastrophal Gewichtung Häufig 5 R1 R3 R3 R3 R3 Wahrscheinlich 4 R1 R2 R3 R3 R3 Gelegentlich 3 R1 R1 R2 R3 R3 Entfernt 2 R1 R1 R1 R2 R3 Unwahrscheinlich 1 R1 R1 R1 R1 R2 Tabelle 6.17: Beispiel einer Risiko-Matrix Der Risikomanagementplan ermittelt auch Verifizierungsverfahren, um sowohl zu gewährleisten, dass die Risikoprüfmaßnahmen im Gerät verwirklicht sind, als auch um sicherzustellen, dass die verwirklichten Risikoprüfmaßnahmen das Risiko tatsächlich verringern. In vielen Fällen profitieren die Qualitätssicherungssysteme sowohl des Herstellers als auch des Benutzers davon, dass das Risikomanagementverfahren in die Dokumentations- und Prüfverfahren aufgenommen wird, insbesondere weil die Aufgaben der Risikoprüfung und Überwachung über die Gesamtlebensdauer des Produktlebenszyklus, einschließlich Herstellung, Montage, Wartung und Überalterung, fortgesetzt werden müssen. 165 175 7. Betriebszuverlässigkeit 7.1 Vorhersage der Betriebszuverlässigkeit Fast seit Beginn der Nutzung der Elektrotechnik ist es für den Anwender notwendig, zu wissen, wie lange die Geräte ordnungsgemäß arbeiten werden. Da niemand die Zukunft vorhersagen kann, wurden statistische Verfahren entwickelt, um die Betriebszuverlässigkeit von Bauteilen, Komponenten, Baueinheiten oder Geräten vorauszusagen. Einer der frühesten systematischen Ansätze zur Zuverlässigkeit elektronischer Bauteile und -gruppen war das Militärhandbuch Zuverlässigkeitsvorhersage von elektronischen Geräten ( Military Handbook Reliability Prediction of Electronic Equipment ) der amerikanischen Armee, allgemein bekannt als MIL-HDBK-217, das hauptsächlich aus in einer großen Datenbank zusammengefassten, gemessener Ausfallraten verschiedener elektronischer Bauteile besteht und auf der empirischen Analyse einer großen Anzahl von Betriebsausfällen elektrischer, elektronischer und elektromechanischer Komponenten basiert, durchgeführt durch die Universität Maryland. Das Handbuch wurde bis 1995 kontinuierlich aktualisiert und verbessert, wodurch die endgültige Version, MIL-HDBK 217, Revision F, Anmerkung 2, entstand. Obwohl dieses Werk nicht mehr aktualisiert wird, werden die Daten und Verfahren noch heute am häufigsten verwendet. Das Handbuch enthält zwei Verfahren der Zuverlässigkeitsvorhersage, die Belastungsanalyse der Teile (PSA) und die Zählanalyse der Teile (PCA). Das PSA-Verfahren erfordert eine größere Menge an ausführlichen Informationen und wird normalerweise in einer späteren Planungsphase besser anwendbar, wenn Messdaten und das vorläufige Ergebnis in die Betriebszuverlässigkeitsmodelle einfließen können, während das PCA-Verfahren nur die minimalen Informationen, wie die Bauteilanzahl, Qualitätsgrad und Einsatzbedingungen, erfordert. Der größte Vorteil der Methodologie des MIL HDBK 217 besteht darin, dass das PCA-Verfahren eine nur auf der Materialliste (BOM = Bill of Materials) und der erwarteten Nutzung basierende Zuverlässigkeitsvorhersage ergibt, weshalb eine Zuverlässigkeitsvorhersage sogar für ein Produkt, das noch nicht gebaut wurde, gemacht werden kann: λ P = (Σ N C λ C ) ( π E ) π F π Q π L Gleichung 7.1: Berechnung der Ausfallrat Wo: Ν C λ C π E π F π Q π L Anzahl der Teile (pro Komponententyp) Ausfallrate für jedes Teil (Bezugswert aus der Datenbank) Umweltbelastungsfaktor (anwendungsspezifisch) Hybridfunktionsbelastung (Zusatzbelastung, hervorgerufen durch Wechselwirkung der Komponenten) Sortierungsgradfaktor (Normteiltoleranzen oder vorsortiert) Reifegradfaktor (bekannte und geprüfte Konstruktion oder neues Konzept) Die Berechnung ergibt einen Wert für jede verwendete Komponente. 166 176 Die Gesamtbetriebszuverlässigkeit kann dann durch Addierung aller individuellen Ergebnisse ermittelt werden: Nr. Teile Qualität π P Ausfallrate π P Ausfallrate [10-6 /h] T AMB = 25 C [10-6 /h] T AMB = 85 C 1 Transistoren Dioden Widerstände Kondensatoren Transformatoren PCB, PIN πp Gesamtausfallrate 10-6/H Stunden mittleren Ausfallabstandes (MIL- HDBK-217F) Kondition Eingang Nominaler Eingang Nominaler Eingang Ausgang Volllast Volllast Tabelle 7.1: Beispiel für die Berechnung eines mittleren Ausfallabstandes durch Teilezählung für einen einfachen DC/DC-Wandler Die Ausfallraten sind entweder als Zeitintervall zwischen zwei Ausfällen in Stunden, mittlere Betriebsdauer zwischen Ausfällen/Mean Time Between Failures (MTBF) oder als Zeit bis zum ersten Ausfall mittlere Lebensdauer/Mean Time To Failure (MTTF) definiert. Das Verhalten der Standardausfallrate wird durch die allgemein bekannte Ausfallratenkurve beschrieben. Abbildung 7.1 zeigt die Form der Kurve. Die Form der Kurve ist für alle Komponenten und Systeme ungefähr dieselbe nur die Skalierung der Zeitachse ist unterschiedlich. Sie ist in drei Hauptbereiche unterteilt: Frühausfall (I), Ausfall während der Nutzungszeit (II) und Ausfall zum Ende der Nutzungszeit (III). MTTF beinhaltet die Zonen I und II, während MTBF (mittlerer Ausfallabstand) nur Zone II einschließt. I II III Ausfallrate Frühausfall Ende der Nutzungszeit T 1 T 2 Zeit Abb. 7.1: Ausfallratenkurve Abschnitt I beschreibt den Bereich von Frühausfällen, die in der Regel durch versteckte Werkstoff- oder Produktionsfehler verursacht werden, die die Qualitätskontrolle des Herstellers passieren konnten. Der Frühausfall erfolgt üblicherweise nach einer relativ kurzen Dauer sogar bei komplizierten Systeme gibt es selten Frühausfälle nach 200 Einsatzstunden; im Falle von DC/DC-Wandlern treten die meisten Frühausfälle innerhalb der ersten 24 Betriebsstunden auf. 167 177 Dies mag bei einem Wandler mit einer garantierten Lebensdauer von 3 Jahren sehr kurz erscheinen, aber in einem DC/DC-Wandler, der bei 100kHz läuft, werden Schalttransistoren und Transformator schon am ersten Betriebstag mehr als 140 Millionen mal genutzt, und jeder Ausfall infolge von Fehlern in den eingesetzten Bauteilen ist dann mit hoher Wahrscheinlichkeit bereits eingetreten. Da Wärmebeanspruchung einer der den Ausfall beschleunigenden Faktoren ist, kann die Übergangszeit (T1) vom Frühausfall in die Nutzungszeit durch einen Thermotrainingsprozess (engl.: burn-in-process) in einer Umgebung mit erhöhter Temperatur wesentlich verkürzt werden (Abb. 7.2). Wenn Wandler durch den Betrieb unter Volllast bei höheren Temperaturen beansprucht werden, reicht eine Burn-in-Zeit von ca. 4 Stunden aus, um den Großteil der Frühausfälle zu entdecken. Treten immer noch Frühausfälle in der Endanwendung auf, kann die Burn-in-Zeit entsprechend verlängert werden. Für Anwendungen, die eine hohe Zuverlässigkeit erfordern, wie beispielsweise Bahnapplikationen, ist eine Burn-in-Zeit von 24 Stunden üblich. Abb. 7.2: DC/DC-Wandler während des Tests in einer Burn-in-Kammer (TAMB = 40 C) Während der durch Bereich II charakterisierten Nutzungsdauer ist die Ausfallrate auf einem niedrigen Niveau konstant. Die zweite Übergangszeit (T 2 ) von der Nutzungsdauer in das Ende des Produktlebenszykluses wird durch viele Faktoren, wie der Entwicklungsqualität und der Qualität der verwendeten Bauteile, der Produktionsqualität und von Umweltbeanspruchungen in der Anwendung, beeinflusst. Bereich III stellt die Endphase des Produktlebenszyklus dar. Während dieser Phase kann eine reduzierte Performance, verursacht durch Verschleiß, chemischem Abbau der verwendeten Materialien und plötzliche Ausfälle, erwartet werden. Da die meisten DC/DC-Hersteller einen Burn-in-Prozess einsetzen, um Frühausfälle zu erkennen, wird in den Datenblättern häufiger MTBF als MTTF angegeben. Einige Hersteller bevorzugen den Reziprokwert der MTBF-Ausfallrate. Dieser ist auf 109 Stunden normiert und wird als Failures In Time (FIT) bezeichnet. FIT = 10 9 MTBF Gleichung 7.2: Verhältnis von FIT gegenüber MTBF (mittlerer Ausfallabstand) 168 178 7.2 Umweltbelastungsfaktoren MIL-HDBK-217 enthält Betriebszuverlässigkeitsmodelle, die auf allgemeinen Militäranwendungen basieren. Die Art der Anwendung, in der ein DC/DC-Wandler verwendet werden soll, hat einen starken Einfluss auf dessen Betriebszuverlässigkeit. Wenn der Wandler beispielsweise in einem Schiff zum Einsatz kommen soll, werden die Korrosionseinwirkungen der salzhaltigen Luft dessen Lebensdauer verringern, selbst wenn er in einem Trockenbereich eingesetzt wird. Umgebung Bodenkritisch Bodenmobil See. geschützt Frachtflugzeug Raumflug πe-symbol Beschreibung MIL-HDBK-217F GB GM NS AIC SF Tabelle 7.2: Anwendungsklassen nach MIL-HDBK-217 Kommerzielle Interpretation oder Beispiele Laborausrüstung, Testgeräte, Nicht mobil, temperatur- und feuchtigkeitsgeregelte Desktop-PCs, feste Umgebungen, mit einfachem Zugang zur Wartung Fernmeldetechnik Fahrzeuginstrumentierung, Geräte in Rad- oder Kettenfahrzeugen und manuell mobile Funk- und transportierte Geräte Telekommunikationstechnik, tragbare PCs Geschützte oder Unterdeck- Geräte in Überseeschiffen oder U-Booten Typische Bedingungen in Frachträumen, die durch Flugzeugbesatzung besetzt werden können Erdumlaufbahn; Fahrzeug weder im aktiven Flug noch im Wiedereintritt in die Atmosphäre Raketenstart ML Schwerbetrieb bezüglich Raketenstart Navigations-, Funk- und Messgeräte von Schiffen unter Deck Überdruckkabinen und Cockpits, Anwendungen zur Unterhaltung während des Fluges (inflight entertainment) und nicht sicherheitskritische Anwendungen Umlauf-Kommunikationssatellit, Geräte zum nur einmaligen Einsatz in-situ Schwervibrationsschlag und sehr hohe Beschleunigungskräfte, Satellitenstartbedingungen Wenn die Endanwendung bekannt ist, kann ein Korrekturfaktor für die Berechnungen des mittleren Ausfallabstandes basierend auf Boden unkritisch (Ground Benign; GB) als Referenzumweltbelastung mit einem Koeffizienten von 1 einbezogen werden: Umgebung π E Symbol π E -Wert Divisor Ground Benign GB Ground Mobile GM Naval Sheltered GNS Aircraft Inhabited Cargo AIC Space Flight SF Missile Launch ML Tabelle 7.3: MTBF Korrekturfaktor je nach Umgebung Ein DC/DC-Wandler mit einer MTBF-Zahl von 1 Million Stunden gemäß Datenblatt (basierend auf GB-Bedingungen) müsste beim Einsatz in tragbaren Geräten z. B. bis auf ca Stunden reduziert werden, um den zusätzlichen Umweltbelastungen infolge der mit tragbaren Geräten verbundenen Schlägen, Zusammenstößen, schnellen Temperaturveränderungen usw. Rechnung zu tragen. 169 179 Eines der möglicherweise merkwürdigen Ergebnisse der Analyse des MIL-HDBK-217 ist, dass die Raumflugumgebung also genauso günstig wie eine terrestrische Umgebung gilt. An Bord eines Satelliten oder Raumfahrzeugs werden die Umweltbedingungen geregelt, und es gibt keine Vibration oder Luftverschmutzung, sodass elektronische Geräte theoretisch eine sehr hohe Lebensdauer haben. In der Praxis kann jedoch z.b. die Höhenstrahlung Löcher durch Halbleiterträger schneiden und Ausfälle hervorrufen. Es ist möglich, DC/DC-Wandler mit strahlungsbeständigen Bauteilen aufzubauen, die einen zusätzlichem Schutz vor Hochenergiestrahlung besitzen. Es kann aber auch zuverlässiger sein, einfachere Schaltungen ohne jegliche ICs zu verwenden. Ein FET kann beträchtlichen durch die Höhenstrahlung verursachten Schäden widerstehen, weil die Trägermaterialfläche relativ groß und Punktdefekten gegenüber toleranter ist. Somit ist ein einfacher Gegentakt-DC/DC-Wandler, der nur aus diskreten Bauteilen aufgebaut ist, häufig für Weltraumfahrtanwendungen geeignet. 7.3 Verwendung von MTBF-Angaben MTBF-Angaben stiften manchmal große Verwirrung, weil sie häufig falsch verstanden und gelegentlich auch durch die Hersteller absichtlich verzerrt werden. Eine MTBF-Zahl von 1 Million Stunden bedeutet nicht, dass das Produkt eine Lebensdauer von: 1,000,000 = 114 Jahre! 24 x 365 MTBF ist einfach als inverser Wert der tatsächlichen Ausfallrate definiert. Dieser Wert sagt lediglich, dass statistisch gesehen ein DC/DC-Wandler aus einer Gesamtheit von 100 Exemplaren nach Betriebsstunden ausfällt: MTBF = 10,000 = 1/ Millionen Stunden Wenn die Ausfallrate für eine bestimmte Anzahl unter Einsatzbedingungen weniger als 1 % jährlich betragen soll, sollte der erforderliche MTBF-Nennwert der Stromversorgungen wie folgt aussehen: erforderlicher MTBF = 365x24 = 876 tsd. Stunden 1% Wenn die MTBF-Zahlen korrekt verwendet werden, können sie helfen, die zu erwartenden Wartungs- und Reparaturkosten unter Einsatzbedingungen vorherzusagen. Die in Tausenden oder Millionen Stunden angegebenen MTBF-Werte rufen Verwirrung bei all denen hervor, die nicht damit vertraut sind. Nehmen wir das erste oben aufgeführte Beispiel; die Wandler haben einen MTBF-Wert von einer Million Stunden (äquivalent zu 114 Jahren), aber ein einzelner Wandler fiel schon nach 13 Monaten Nutzung aus. Vielleicht kann ein geläufigeres Beispiel helfen, dieses scheinbare Verrechnen zu erklären; und zwar das menschliche Leben. Die durchschnittliche Ausfallrate eines 25-jährigen Menschen beträgt 0,1 %; das heißt, wir können erwarten, dass ein 25-Jähriger aus einer Menge von Jährigen sterben wird. Die Berechnung ergibt einen menschlichen MTBF-Wert von 800 Jahren! Der Grund, warum die MTBF-Zahlen so hoch (und so variabel) sind, liegt darin, dass die Ausfallrate im flachen mittleren Abschnitt der Lebensdauerkurve (der Nutzungszeit) sehr, sehr niedrig ist. 170 180 Multipliziert über eine lange Zeit, bedeutet dies, dass die winzigen Änderungen im Ausfallratendelta (Änderungsrate der Ausfallrate im Laufe der Zeit) große Änderungen in der berechneten MTBF hervorrufen. Das erklärt auch, warum wir alle nicht 800 Jahren leben. Mit 25 sind die meisten Menschen in ihrem gesündesten Alter, und die primäre Todesursache sind Unfälle. Wenn wir nicht altern oder an Krankheiten leiden würden, könnten wir alle 800 Jahre leben, wenn der einzige Grund des Todes der Zufall wäre. Würde andererseits ein anderes Alter gewählt, z. B. 45 Jahre, entstünde eine ganz andere menschliche MTBF-Zahl, weil wir Menschen in einem relativ frühen Alter anfangen zu verschleißen. Da die Ausfallrate während der Nutzungsendphase einem exponentiellen Gesetz folgt, kann die Betriebszuverlässigkeit aus MTBF unter Verwendung der folgenden Formel berechnet werden: Reliability = e -(T/MTBF) Gleichung 7.3: Verhältnis der Betriebszuverlässigkeit gegenüber MTBF Ist die Zeit (T) gleich MTBF, reduziert sich die Gleichung zu e 1 oder 37%. Dies kann so gedeutet werden, dass bei T = MTBF nur 37% der Wandler immer noch arbeiten werden, oder alternativ, dass die statistische Wahrscheinlichkeit, dass bei T = MTBF immer noch alle Wandler arbeiten werden, nur 37% beträgt. 7.4 Demonstrierte MTBF Die meisten Stromversorgungshersteller können nicht jahrelang warten, um die tatsächliche Ausfallrate und Delta-Ausfallrate ihrer Produkte zu messen, geschweige denn über 50 Jahre, um ausreichend Versuchsdaten für hochzuverlässige Produkte zu sammeln. Der praktischste Weg, Zuverlässigkeitskenngrößen zu ermitteln, besteht darin, die empirischen Ergebnisse für die einzelnen Komponenten laut solchen Datenbanken wie MIL HDBK 217 zu verwenden und anzunehmen, dass die Ausfallraten konstant bleiben. Das Ergebnis ist nicht ideal, aber es ist sehr viel besser als eine einfache Annahme oder jahrzehntelanges Warten auf aussagekräftige, zuverlässige Daten. Wurden jedoch ausreichend viele Produkte auf den Markt gebracht oder in langfristigen Testreihen geprüft, ist ein genaueres Maß für die Betriebszuverlässigkeit verfügbar, die sogenannte demonstrierte MTBF, die auf tatsächlich registrierten Ausfällen basiert. Da der Stichprobenumfang und die Beobachtungszeit aus praktischen Gründen begrenzt sind, kann die Anzahl der tatsächlichen Ausfälle niedrig sein. Daher sind statistische Analysemittel wie die Χ2- (Chi hoch zwei) Verteilung notwendig, um die demonstrierte MTBF- Zahl mit einem vernünftigen Maß an statistischer Sicherheit (z. B. 95%) berechnen zu können: Demonstrated MTBF = 2 T χ 2 (0.05,ν) wobei T = Zeit (in Stunden), 0,05 ist gleich der 95%-Konfidenzgrenze und v ist der Freiheitsgrad der Chi-Quadrat-Funktion. Gleichung 7.4: Berechnung von demonstriertem MTBF 171 181 Es gibt auch noch andere Datenbanken und statistische Modelle, die zur Ermittlung von Ausfallraten verwendet werden können. Die meist verbreiteten neben MIL HDBK 217F sind Bellcore/Telcordia TR-NWT-332 und IEC Die Ergebnisse variieren stark zwischen den Methodologien, weil verschiedene Annahmen gemacht und verschiedene Arbeitsbelastungen in den Berechnungen (z. B. benutzt MIL HDBK 100% Last, Bellcore/Telcordia nur 50% Last) eingesetzt werden. Für denselben DC/DC-Wandler mit 30 W gibt MIL HDBK 217F, Notice 2, eine MTBF von Stunden, Bellcore/Telcor-dia TR-332 eine MTBF von mehr als 3 Millionen Stunden und IEC61709 eine MTBF von ca. 80 Millionen Stunden. Unabhängig davon, welche Methodologie verwendet wird wenn zwei Produkte ähnliche Performancekriterien, aber verschiedene MTBF-Werte aufweisen, wird das Produkt mit der höheren MTBF-Zahl auch in der Praxis am zuverlässigsten sein solange dasselbe Modell und dieselben Belastungsfaktoren in den MTBF-Berechnungen verwendet wurden. 7.5 MTBF und Temperatur Die Betriebszuverlässigkeit sinkt mit zunehmender Betriebstemperatur, deshalb ist der MTBF- Wert im Datenblatt in der Regel nur bei Raumtemperatur gültig und sollte entsprechend ausgewiesen werden. Der Grund, warum die Betriebszuverlässigkeit so temperaturabhängig ist, basiert auf der Aktivierungsenergie für chemische Prozesse. Im Jahre 1898 hat der schwedische Chemiker Arrhenius einen Beweis veröffentlicht und gezeigt, dass die chemische Reaktionsgeschwindigkeit temperaturabhängig ist und sich die Reaktionsgeschwindigkeit bei jedem Temperaturanstieg um 10 K ungefähr verdoppelt. k = Α exp wobei k = Reaktionsgeschwindigkeit, A = Vorfaktor, E A = Aktivierungsenergie, k B = Boltzmannsche Konstante und T = Temperatur in K. - EA ( kbt ) Gleichung 7.5: Arrheniussche Gleichung Die Arrheniussche Gleichung hat viele Anwendungen außerhalb der reinen Chemie gefunden und kann ebenso zur Lebensdauerbeurteilung elektronischer Bauteile, wo viele der Alterungseffekte chemischer Natur sind (z. B. Korrosionsbelastungen, Abbau von Materialien, Dislokationen in Halbleiterkristallgittern usw.) angewandt werden. Die Gleichung kann auch umgeordnet werden, um einen Beschleunigungsfaktor zu ergeben, der temperaturabhängig ist. Für elektronische Bauteile beträgt die Aktivierungsenergie 0,6 Elektronenvolt, was den folgenden Beschleunigungsfaktor ergibt: 0.6eV Beschleunigungsfaktor = exp ( ( 1-1 ) kb TREF TAMB Gleichung 7.6: Beschleunigungsfaktor von Arrhenius Für die meisten Datenblattspezifikationen wird die Bezugstemperatur als Nennraumtemperatur oder 25 C angenommen. Das ergibt folgende Beschleunigungsfaktoren: 172 182 T(amb) Beschleunigungsfaktor 25 C 1 30 C C 3 50 C 6 60 C C C 40 Tabelle 7.4: Beschleunigungsfaktoren für verschiedene Umgebungstemperaturen Aus diesem einfachen Verhältnis ist ersichtlich, dass eine Verdoppelung der Umgebungstemperatur von 25 C auf 50 C den Alterungseffekt um den Faktor 6 erhöht. Würde die Temperatur um weitere 25 C auf 75 C erhöht, würde der Alterungseffekt um ca. Faktor 30 steigen. Dasselbe Verhältnis gilt auch umgekehrt. Reduzieren der Temperatur erhöht die Betriebszuverlässigkeit elektronischer Bauteile. Bei sehr niedrigen Temperaturen (unter -20 C) können jedoch andere Faktoren, wie mechanische Beanspruchungen infolge der unterschiedlicher Kontraktionskoeffizienten der verschiedenen Materialien oder Lötverbindungen, die dadurch z.b. brüchig werden können, eine wiederum steigende Ausfallrate hervorrufen. Daher kann die Arrheniussche Gleichung nicht ohne Grenze extrapoliert werden. Für die MTBF-Berechnung gibt es neben diversen Alterungseffekten auch andere Belastungsfaktoren, aber die Berechnungen zeigen einen klaren Zusammenhang der Zuverlässigkeitsminderung bei Temperaturanstieg: Umgebungstemperatur MTBF (MIL-HDBK-217F) (Volllast) 25 C 1,368,813 Stunden 50 C 711,033 Stunden 85 C 226,072 Stunden Tabelle 7.5: Beispiel der MTBF-Änderung bei unterschiedlicher Temperaturbeanspruchung (für einen RECOM 2W DC/DC-Wandler) 7.6 Auf Betriebszuverlässigkeit ausgerichtete Konstruktionsweise Die Betriebszuverlässigkeit kann in Stromversorgungen mitprojektiert werden, indem bei der Auswahl der entsprechenden Bauteilkennwerte Topologien und Spezifikationen mit langer Lebensdauer Berücksichtigung finden. Die Hauptkriterien in der Entwurfsphase sind die Auswahl der Bauteilspezifikation, Verwendung von bewährten und getesteten Schaltkreis-Layouts und Berücksichtigung von zu erwartenden elektrischen, thermischen sowie sonstigen einwirkenden Umweltbelastungen. 173 183 Darüber hinaus besteht eine der wichtigsten Methoden einer auf die Betriebszuverlässigkeit gerichteten Konstruktionsweise darin, zu gewährleisten, dass sich die Stromversorgung in der Produktion einfach überprüfen lässt. Das bedeutet, den physischen Zugriff in die Konstruktion zur Prüfung von Signalformen, Spannungen sowie Temperaturen zu erlauben, um sicherzustellen, dass die Stromversorgung innerhalb der Normalbetriebsgrenzen arbeitet. Jegliche Werte, die nahe an den Toleranzgrenzen liegen, oder Signalformen, die nicht richtig aussehen, könnten darauf hindeuten, dass selbst, wenn der Wandler die Datenblattspezifikationen erfüllt, die Auswirkung dieser Abweichungen auf die Lebensdauer nicht optimal sein könnte. Wie im vorhergehenden Abschnitt erwähnt, sind hohe Temperaturen der Feind einer langen Lebensdauer und hohen Betriebszuverlässigkeit. Jede Komponente hat einen durch den Hersteller bestimmten maximalen Betriebstemperaturbereich, aber eine gut strukturierte auf die Betriebszuverlässigkeit gerichtete Konstruktionsweise wird keine Komponente bis ans Limit der jeweiligen Betriebstemperaturgrenze beanspruchen. Die nächste Tabelle gibt typische maximale Betriebstemperaturen, sowie empfohlene maximale Komponenten-Derating-Temperaturen für einige allgemeine DC/DC-Wandlerkomponenten an: Komponente Komponente Empfohlene max. Max. Einsatztemperatur Berechnungs- temperature (Datenblätter des (ungünstigster Fall) Herstellers) SMD - Widerstand 125 C 115 C SMD-Kondensator 125 C 115 C SMD Diode 125 C 115 C FET (Junktionstemperature) 155 C 140 C Transformator 130 C 120 C Optokoppler 110 C 100 C PCB (FR4) 140 C 130 C Tabelle 7.6: Maximale Berechnungs-Betriebstemperaturen 7.7 Empfehlungen zum PCB-Layoutentwurf zum Erzielen einer hohen Zuverlässigkeit Wenn eine Komponente die berechnete Temperatur überschreitet sollte, kann entweder zusätzliches Kupfer auf der PCB hinzugefügt werden, um die Wärme abzuleiten, oder mehrere einzelne Komponenten parallel geschaltet werden, um den Strom aufzuteilen. Auch DC/ DC-Wandlerpins können eingesetzt werden, um dazu beizutragen, einen Teil der Wärme vom Wandler zur Haupt-PCB abzuleiten. Bei DC/DC-Wandlern mit Metallgehäuse hilft die Platzierung von heißen Bauteilen im Wandlerinneren so nah wie möglich am Gehäuse oder das Hinzufügen von wärmeübertragenden Kupferblöcken zur gezielten Lenkung der Wärmeübertragung. Wärmeübertragung von einem Bauteil zum anderen kann vermieden werden, indem die beiden Komponenten nicht in unmittelbarer Nähe zueinander platziert werden. 174 184 Ein klassischer Fehler besteht darin, den Optokoppler fast in Berührung mit dem Transformator zu platzieren, um Platz zu sparen. Während der Transformator inneren Temperaturen um 120 C leicht standhält, hat der Optokoppler eine Betriebstemperaturgrenze von 100 C. Also obwohl fast keine Wärme innerhalb des Optokopplers entsteht, kann er durch die angrenzende heiße Komponente überhitzt und so zum begrenzenden Faktor für die Ermittlung der maximalen Umgebungstemperatur des Wandlers werden. Ähnliche Bedingungen können bei an Dioden angrenzenden Komponenten entstehen. Dioden erzeugen normalerweise aufgrund des Vorwärtsspannungsabfalls und des Durchflussstromes eine große Menge an Abwärme. Wird ein passives Element zwischen zwei Dioden (z. B. der Ausgangskondensator zwischen zwei Ausgangsgleichrichterdioden) platziert, wird der Kondensator, der von zwei Seiten erwärmt wird, dann womöglich außerhalb seiner Temperaturgrenzen bleiben, obwohl die Dioden durchaus innerhalb ihrer Temperaturgrenzen arbeiten. Chipwiderstände gehören zu den zuverlässigsten in DC/DC-Wandlern verwendeten Komponenten. Dennoch muss auch das PCB-Layout der Anwendung einer genauen Betrachtung unterzogen werden, da der Keramikträger spröde ist: Verzinnung keramisches Trägersubstrat Vernickelung Passiviertes NiCr-Wirkelement Dünnfilm-Ni/CR-Leiter Abb. 7.3: Chipwiderstandkonstruktion Ein typisches PCB-Paneel kann viele gleiche Teilplatinen beinhalten, die in einem Trennprozess in einzelne Platinen geschnitten werden müssen. Dieser mechanischer Trennprozess (der unterschiedlich genannt wird: de-panelling, dicing oder singulation) kann mit Schneidplättchen (V-Schnitt), Schneidstempeln, Fräs- oder Laserschneidemaschinen ausgeführt werden. Abb. 7.4: Zum Teilen von PCB-Platinen verwendete V-Schnitt-Maschine 175 185 Die alle Einzelplatine zur besseren Verarbeitbarkeit tragende Mutterplatine kann auch mit einer Stanze oder einem Bohrer perforiert werden, sodass die Boards später zur Endverarbeitung der einzelnen Produkte manuell abgetrennt werden können. Jede Entfernung von überschüssigem PCB-Material, Schneiden oder Vereinzeln (dicing) beansprucht die PCB mechanisch und kann Durchbiegungen und mechanische Spannungen auslösen. Wenn Chipwiderstände und andere keramische Komponenten zu nahe an den Kanten platziert sind und so Durchbiegung, Verwölbung oder Krümmung ausgesetzt werden, können sie reißen und ausfallen. E D Perforation C A Schlitz B Abb. 7.5: Positionierung des Chipwiderstands In Abb. 7.5 wird Bauteil A mechanisch stärker beansprucht als Bauteil B, wenn die PCB vereinzelt wird. Auf ähnliche Weise wird Bauteil C durch die Slot-Stanze oder Fräswerkzeug mehr beansprucht als Bauteil D. Bauteil E befindet sich in einer idealen Lage: parallel zum Schnitt und um mehr als die eigene Länge von der Kante entfernt. Die Perforationen sollten durch Durchbiegung der PCB in der Richtung der Komponenten gebrochen werden, sodass die maximale mechanische Beanspruchung auf der anderen Seite der PCB auftritt (Abb. 7.6). Perforation & Schlitz Perforation & Schlitz Richtung des Abbrechens Shlitz Richtung des Abbrechens Schlitz 8 4 Abb. 7.6 Korrektes und unkorrektes Abbrechen entlang der Perforation Die Beanspruchungen der PCB, und folglich der eingelöteten Bauteile, kann durch Optimierung des Layouts der einzelnen PCBs reduziert werden. Dies ist ein wichtiger Punkt in der Planung des Fertigungsprozesses und hat einen maßgeblichen Einfluss auf die Betriebszuverlässigkeit des Endproduktes. Das folgende Beispiel hilft, dies zu erklären. Abb. 7.7 zeigt das originale Layout einzelner PCBA- (printed circuit board assemblies) Layouts auf einer Platte. Die schraffierten Bereiche bezeichnen die Bereiche, an denen die ein- 176 186 zelnen Slots auseinandergeschnitten werden, die aus konstruktionsbedingten Gründen nah an den PCB-Komponenten platziert sind. Die ursprüngliche Idee bestand darin, die PCBAs um 180 versetzt abzuwechseln, um so eine gleichmäßigere Gewichtsverteilung zu erzielen (jede Teilplatine trägt eine große und schwere Induktivität). Das Gesamtgewicht der Bauteile wurde zu groß für die Mutterplatine, Ihre Durchbiegung im Löt- und weiteren Verarbeitungsprozess war zu hoch, ebenso die Gesamt-Ausfallrate in weiterer Folge. Abbildung 7.8 zeigt das überarbeitete Layout der einzelnen PCBA-Layouts. Die Anzahl der PCBAs je Mutterplatine wurde von 50 auf 40 reduziert, und 2 mm breite Abstände zwischen den PCBAs wurden zur Erhöhung der Steifigkeit vorgesehen. Der breitere Abstand erlaubt es dem Bediener der V-Schnitt-Maschine, den Vereinzelungsvorgang besser einzurichten und so sicherzustellen, dass die Beanspruchungen der Bauteile auf den Einzelplatinen gering gehalten werden. Als Resultat dieser Maßnahme eines neuen Layouts sank die Gesamtausfallrate deutlich mm 10.0mm 2.0mm PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 11.0mm PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 95.0mm PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 11.0mm 5.0mm PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 180 gedreht 10.0mm Fertigungsablauf Abb. 7.7: Ursprüngliches PCBA-Layout mit unannehmbarer Ausfallrate 177 187 PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB PCB Fertigungsablauf Abb. 7.8: Überarbeitetes PCBA-Layout mit zusätzlichem Abstand zur Erhöhung der Steifigkeit und Optimierung für Zuschnitt via V-Schnitt-Maschine 7.8 Kondensatorzuverlässigkeit DC/DC-Wandler enthalten normalerweise Mehrschicht-Keramikkondensatoren (MLCC), Tantal- oder Elektrolytkondensatoren. Man findet auch SMD-Polyesterfolien-Kondensatoren, die aber meist unerwünscht groß sind und daher nicht in die von der Industrieelektronik geforderten, kompakten Gehäusegrößen passen MLCC Mehrschicht-Keramikkondensatoren (MLCC) sind der am häufigsten verwendete Kondensatortyp, der in DC/DC-Stromversorgungen eingesetzt wird. Sie bieten eine hohe volumetrische Kapazität, sind nicht gepolt, verfügen über einen sehr niedrigen ESR- und ESI-Wert und bieten eine stabile Nennkapazität über einen breiten Frequenz- und Temperaturbereich, wodurch sie für Einsätze sowohl in Filtern wie auch als Ladekondensatoren bestens geeignet sind. 178 188 MLCCs können jedoch leicht ausfallen, wenn sie oberhalb ihrer Maximalgrenzspannungen betrieben werden. Diese maximal zulässige Spannung ist begründet in ihrem Aufbaus in vielen metallischen Schichten, abgetrennt durch einen dünnen keramischen Isolator. Tritt ein Funkenüberschlag zwischen den Schichten auf, gibt es im Gegensatz zu Elektrolytkondensatoren keinen Selbstheilungsmechanismus, um den Schaden zu reparieren, und der MLCC wird früher oder später ausfallen. Kapazität = #Layers x Dielektrizitätskonstante x Arbeitsfläche Dielektrikumsdicke Die Nennspannung ist durch die Dielektrikumsärke bestimt, Basisabschluss Vernickelung Verzinnung Dielektrikumstärke Potentieller Funkenüberschlags-Bereich infolge von Überspannungsgradienten (OES) Abb. 7.9: MLCC Funkenüberschlag Die Entwurfskriterien müssen deshalb gewährleisten, dass der MLCC nicht einmal einer kurzzeitigen elektrischen Überspannung (EOS) unterzogen wird. Da die meisten Hersteller Kondensatoren während der Herstellung mit 100% ihrer Nennspannung testen, können sie bis zu ihrer Nennspannung ohne jegliche Verminderung der Nennspannung verwendet werden. Da EOS jedoch dem kubischen Gesetz folgen wenn der Nennwert überschritten wird, würde eine zweckmäßige Auslegungsgrenze bei DC- oder Niederfrequenz-AC-Spannungen 90% der Nennspannung des Herstellers betragen. Es muss darauf geachtet werden, ob das Signal am Kondensator nah an der Resonanzfrequenz liegt, weil dies eine lokale Überhitzung und einen Frühausfall verursachen könnte. Der interne Temperaturanstieg infolge von Eigenerwärmung darf höchstens 20 C betragen. Ein anderer Resonanzeffekt, der bei MLCCs auftreten kann, sind durch einen Piezoeffekt an den keramischen Schichten hervorgerufene, mitunter sogar akustisch vernehmbare Störgeräusche. Wenn die akustische Resonanzfrequenz die AC-Wellenform am Kondensator anpasst, kann der Kondensator zu singen oder winseln beginnen. Die Lösung besteht darin, ein anderes MLCC-Format mit einer höheren oder niedrigeren akustischen Resonanz zu verwenden. Laut den Herstellern beeinträchtigen Sing-Kondensatoren ihre Betriebszuverlässigkeit nicht, aber als Anwender mag man mitunter laute Stromversorgungen nicht besonders gerne. 179 189 Die Hauptgründe für MLCC-Ausfälle sind in Ihrer Natur mechanisch. Risse lassen den Auftritt von Funkenüberschlägen zwischen Schichten zu und führen zu späteren Ausfällen infolge des Eindringens von Verschmutzungen, Feuchtigkeit oder korrodierenden Stoffen (der Metallüberzug an den Schichten ist besonders empfindlich gegen Schwefelkorrosion. Schwefeldioxid ist eine in Industriegebieten, in Kohlekraftwerken, Kfz-Auspuffrohren oder als Nebenprodukt aus Abbauprozessen organischer Substanz allgemein vorhandene Luftverunreinigung.). Risse treten auf, weil die keramische Struktur spröde ist und durch Belastung oder asymmetrische Temperaturgefälle leicht Schaden nehmen kann. Wie bei Chipwiderständen ist auch hier das PCB-Layout wichtig, um Betriebsbelastungen zu vermeiden, die dazu führen könnten, dass der Kondensator bricht oder vorgeschädigt wird. MLCCs sollten parallel zu den V-Schnittkanten, Slots oder Perforationen auf der PCB platziert werden und mindestens um die eigene Länge von jeglichen Schnittkanten entfernt angeordnet sein. Ebenso wichtig ist zu beachten, dass Bestückungsautomaten beim Aufsetzen der Bauteile auf die PCBs diese nicht mechanisch überbeanspruchen. Die PCB selbst sollte so gestützt werden, dass es während des Lötprozesses oder danach in der weiteren Verarbeitung oder beim Einbau der Wandler ins Gehäuse nicht unzulässig durchgebogen werden kann. Die Menge an verwendeter Lötpaste und das Layout der Pads (Kontakte) sind ebenfalls wichtig, um die Belastung auf den Kondensator infolge einer ungleichmäßigen Menge von Lötzinn an den Anschlüssen zu reduzieren. Eine gut ausgeführte Fließlötverbindung verfügt über eine Löthohlkehlnaht, die mit dem Auftragsmeniskus konkav ist und sollte bis zu 75% der Kondensatorhöhe ansteigen. Ideale Verbinung Kontakt Resist Max. Auftrag Min. Auftrag 0.20mm Min. PCB Bindemittel Abb. 7.10: MLCC-Löthohlkehlnaht-Definitionen Wurde zu wenig Lötpaste verwendet, könnte die Verbindung elektrisch und/oder mechanisch unzuverlässig sein und im weiteren Betrieb ausfallen. Darüber hinaus bildet das bleifreie Lot mit der Verzinnung des Bauteil-Abschlusses eine Legierung, was Einfluss auf die mechanische Festigkeit haben kann. Die Verbindung kann mitunter brüchig sein, falls das Verhältnis Lot-zu-Zinn zu niedrig ist. Wird andererseits zu viel Lot verwendet, wird der Kondensator asymmetrischen Zug- und Druckbeanspruchungen unterzogen, da die PCB nach dem Durchlaufen des Reflow-Ofens abgekühlt wird, was zu Mikrorissen in den keramischen Schichten führen kann. In Extremfällen kann die Oberflächenspannung der aufgeschmolzenen Lötpaste den Kondensator aufrecht stellen lassen (tombstoning, dt. Grabsteineffekt). 180 190 Ideale Löthohlkehlnäte Unterschied in der Oberflächenspannung des flüssigen Lots verursacht den Anstieg eines Endes des Chips. zu viel Lot zu wenig Lot Während des Erhitzens im Reflow-Ofen steigt das Chipbauelement an und steht aufrecht. Dies kann durch zu viel Lötpaste, ungleichmäßige Erwämrung, Veränderung der Montageposition usw. hervorgerufen werden. Abb.7.11: Form der MLCC-Löthohlkehlnaht Handlöten ist besonders bei MLCC-Kondensatoren gefährlich. Nicht nur die Kondensatoroberfläche kann durch die Lötkolbenspitze leicht angekratzt werden, auch die asymmetrische Erhitzung des Kondensators, da jedes Ende des Abschlusses separat gelötet wird, verursacht beträchtliche mechanische Beanspruchungen innerhalb der Struktur, was zur Rissbildung führen kann. Wenn ein MLCC-Kondensator zufällig fallen gelassen wird, sollte er aussortiert und nicht weiter verwendet werden. Obwohl Keramikkondensatoren eine sehr stabile Kapazität vs. Temperaturverlauf zeigen können, hängt die Stabilität stark von der vorgegebenen Toleranz ab. Die preiswerteren Typen können je nach Temperatur stark variieren; +22% bis -82% über den ganzen Betriebstemperaturbereich. Eine für einen korrekten Betrieb bei 25 C entwickelte Schaltung, kann sich deshalb bei niedrigen oder hohen Umgebungstemperaturen ganz anders verhalten und unzuverlässig werden. +22% +15% 0 DC/C(%) 0-15% DC/C(%) -82% Kapitel 1 Projekt Temperatur ( C) Temperatur ( C) Abb. 7.12: Kapazitätsänderung vs. Temperatur für verschiedene MLCC-Klassen 181 191 Buchstabencode niedrige Temperatur Zifferncode max. Temperatur Buchstabencodeänderung der Kapazitäten über dem Temperaturbereich X = -55 C (-67 F) 4 = +65 C P = ±10% Y = -30 C (-22 F) 5 = +85 C R = ±15% Z = +10 C (+50 F) 6 = +105 C S = ±20% 7 = +125 C T = +22/-33% 8 = +150 C U = +22/-56% 9 = +200 C V = +22/-82% Tabelle 7.7: MLCC-Klassifizierungscodes (nach EIA RS-198) Ein X7R-Kondensator arbeitet beispielsweise von -55 С bis +125 С mit einer Kapazitätsvarianz von ±15%. Ein letzter Punkt zur Nutzung von MLCC ist, dass dessen Kapazität auch DC-spannungsabhängig ist. Um eine hohe volumetrische Effizienz zu erreichen, ist das Isolierdielektrikum zwischen den Schichten sehr dünn (nur wenige Mikrometer stark) und weshalb Belastung durch zu hohe elektrische Felder einen Rückgang der Speicherwirkung zeigt. Ein auf 10μF bei 6,3V ausgelegter MLCC 0806 zeigt mit angelegter Spannung einen wesentlichen Kapazitätsrückgang, der in der Konstruktionsberechnung berücksichtigt werden muss: Kapazitätswert angelegte Spannung 10µF 0V 8.8µF 7.2µF 5.7µF 2V 4V 6V Tabelle 7.8: Änderung der gemessenen Kapazität bei unterschiedlichen angelegten Spannungen für einen 10μF-MLCC spezifiziert für 6,3VDC Tantal- und Elektrolytkondensatoren Elektrolytkondensatoren werden selten in DC/DC-Wandlermodulen verwendet, sind aber häufig als externe Komponenten zu finden. Entweder als Teil eines EMV-Filters oder um die Eingangs- oder Ausgangsspannung zu stabilisieren oder um kurzzeitigen Spitzenstrombedarf zu puffern. Ein Beispiel der letzteren Kategorie ist in IGBT-Treiberschaltungen zu finden. Die durch die IGBT-Treiber gezogene Durchschnittsleistung beträgt in der Regel nur ca. 2W, aber die Gate-Ansteuerungsstromspitzen können mehrere Ampere betragen. Ein großer Elektrolytkondensator mit niedrigem ESR am Ausgang des DC/DC-Wandlers kann den Treiberspitzenstrom liefern, was ein Kleinleistungs-DC/DC-Wandler nicht kann. Tantal- und Aluminiumelektrolytkondensatoren verwenden eine ähnliche Konstruktion von durch einen Isolator abgetrennten und entweder mit Flüssigkeit oder Gelelektrolyt getränkten Leiterschichten (Tantal oder Aluminium). Die Nutzung des Elektrolyts führt zu einer starken Erhöhung der volumetrischen Kapazität, weshalb ein Elektrolytkondensator bei gleichem Volumen mehr als die doppelte Kapazität als ein MLCC bieten kann. Ein anderer Vorteil des Elektrolyts besteht darin, dass es den Kondensatoren erlaubt, kleine Schäden zwischen den Platten selbst wiederherzustellen (selbstheilend). 182 192 Selbstheilung tritt auf, weil jeglicher Funkenüberschlag zwischen den Schichten das Wasser im Elektrolyt elektrolysiert, wobei mittels Hydrolyse Wasserstoff und Sauerstoff erzeugt werden. Der Sauerstoff verbindet sich mit der Anoden-Schicht, verursacht eine Oxid-Schichtbildung und heilt somit das Leck. Der freigesetzte Wasserstoff entweicht entweder aus dem Kondensator oder wird chemisch absorbiert. Tantal steht in der Liste von Konfliktmineralien, deren Verwendung in den USA durch das Dodd-Frank-Gesetz beschränkt ist. Daher flaut die Verwendung von Tantalkondensatoren ab, obwohl sie etwaige Vorteile gegenüber Aluminium-Elektrolytkondensatoren bieten, wie etwa eine höhere Nennkapazität bei gleicher Größe und eine stabilere Kapazität über Temperatur und Zeit. Ihre Tendenz jedoch in Thermoinstabilität überzugehen, wenn sie durch transiente Überspannung beschädigt werden, hat Tantalkondensatoren einen schlechten Ruf als unzuverlässig eingebracht. Tritt ein Ausfall ein, kann die durch den Funkenüberschlag erzeugte Wärme das Manganoxid-Kathodenmaterial entzünden und den Kondensator zum Brennen bringen. Elektrolytkondensatoren (Elkos) haben einen schlechten Ruf in Bezug auf Zuverlässigkeit. Dies ist zum größten Teil unberechtigt. Wenn die Kondensatoren korrekt spezifiziert sind und innerhalb ihrer Spezifikationen eingesetzt werden, können sie tatsächlich sehr zuverlässige Komponenten sein. RECOM hat ein AC/DC-Produkt, in dem Elektrolytkondensatoren Verwendung finden, deren Lebenserwartung bei 25 C mehr als 22 Jahre beträgt. Der Druck des Stromversorgungsmarkts, die Produkte zu immer niedrigeren Preise anzubieten, bedeutet jedoch, dass häufig Kompromisse in der Konstruktion, Auswahl der Komponenten und Betriebsbedingungen von Elektrolytkondensatoren gemacht werden so sehr, dass sie häufig das schwächste Element in der Zuverlässigkeitskette sind und am wahrscheinlichsten ausfallen. Eine Frage, die häufig gestellt wird, ist welche Lebensdauer Elkos haben und wie viele von ihnen ausfallen werden. Faktisch sind dies zwei Fragen und sie erfordern zwei unterschiedliche Antworten. Die Betriebslebensdauer von Kondensatoren ist normalerweise die Zeit, die es dauert, bis sich die ESR-Zahl verdoppelt, oder 10% der Kondensatoren durch Kurzschluss oder offenen Stromkreis ausgefallen sind. Einer der primären Alterungseffekte der Elkos vernichtet ist, dass der Elektrolyt allmählich austrocknet. Dies verursacht mit der Zeit einen allmählichen Anstieg des ESR-Wertes, bis die Performance als unannehmbar gilt: Ausfall (%) Zeit (Stunden) Abb. 7.13: Elko-Ausfallrate über längere Zeit infolge von zunehmenden ESR 183 193 Da die Lebensdauer von Elkos sehr lang sein kann, werden sie bei maximaler Belastungsgrenze getestet (HASS oder Highly Accelerated Stress Screening), um Alterungsprozesse zu beschleunigen und dies wird in den Datenblättern entsprechend spezifiziert. Dies bedeutet, dass eine typische Lebenserwartung nur einige Tausend Stunden betragen könnte. In der Praxis kann die Lebensdauer durch den Betrieb der Komponente unterhalb ihrer absoluten maximalen Belastungsgrenzen wesentlich länger sein. Das folgende Gleichungssystem gibt eine vereinfachte Rechenregel, um die tatsächliche Lebensdauer eines Elkos zu berechnen: (Trated - Tactual)/10 Life working = Life rated V stress 2 wobei Spannungsgradient: Vstress = Vactual Vrated Gleichung 7.7: Berechnung der Elkolebensdauer 2 (vereinfacht) = Aus diesem Gleichungssystem können drei wichtige Schlussfolgerungen gezogen werden: 1: Kapazität spielt keine Rolle. Die Lebensdauer hängt nicht von der Nennkapazität ab; daher ändert die Verwendung von Kondensatoren höherer Kapazität in der Konstruktion die Zuverlässigkeit nicht. 2: Die Lebensdauer hängt nicht von der absoluten Spannung ab, nur das Verhältnis von V actual zu V rated. Ein Hochspannungskondensator ist deshalb nicht inhärent mehr oder weniger zuverlässig als ein Niederspannungskondensator. 3: Die Temperatur ist wichtig, weil sie dem exponentiellen Gesetz folgt. Wenn ein Kondensator beispielsweise auf 2000 Stunden/85 C ausgelegt und in einer Stromversorgung mit einer DC-Spannung von 70% der Nennspannungsgrenze bei einer Betriebstemperatur von 15 C über der Umgebungstemperatur verwendet wird, beträgt die Erhöhung der Lebensdauer laut den Berechnungen: Vstress = Vactual Vrated Lifeworking = Liferated Vstress = (3.3 x 0.7) = 2V 2 (T rated - T actual )/10 = 2000 x 2 x 2 (45)/10 = 90,500 Stunden Deshalb erhöht sich die Kondensatorlebensdauer durch die Kombination aus reduzierter Spannung und geringerer Temperaturbeanspruchung auf mehr als Stunden (> 10 Jahre). Dieses Beispiel zeigt auch, dass eine auf die Betriebszuverlässigkeit gerichtete Konstruktionsweise durch die Reduzierung des Spannungsgradienten an den Kondensatoren (als Faustregel sollte die Mittelspannung 70% der nominellen Kondensatorspannung nicht überschreiten), sowie durch das Betreiben von Elkos bei möglichst niedrigen Temperaturen vorgenommen werden kann. Gutes Wärmedesign bei Elkos hat am meisten Einfluss auf die Lebensdauer 184 194 und folgt zwei Grundregeln. Erstens trägt die innere Erwärmung wesentlich zur Wärmebeanspruchung bei: je höher der Welligkeitsstrom, desto höher ist die innere Verlustleistung, die am eigenen ESR des Kondensators entsteht. Da der Kondensator altert, nimmt der ESR zu und trägt somit zum Anstieg der Innentemperatur bei und beschleunigt die Reduzierung der Lebensdauer weiter. Da die Zuverlässigkeit nicht vom Kapazitätswert abhängt, weist ein Kondensator mit größerer Kapazität eine niedrigere elektrolytische Erwärmung und eine längere Dauerhaftigkeit auf. Er besitzt auch eine größere Fläche zum Abtransport der Innenwärme. Zweitens sollten Elkos durch das Layout weit entfernt von Kühlkörpern, Transformatoren oder heißen Halbleiterbauteilen positioniert werden, sodass die Umgebungstemperatur möglichst niedrig bleibt. Vorsicht ist auch bei ungeschirmten induktiven Komponenten geboten, die am elektromagnetischen Feld, das Wirbelströme innerhalb der Kondensatorschichten generiert und somit lokale Erwärmung hervorruft, ausstrahlen können. Kondensatoren dürfen nicht mit Induktivitäten in Kontakt kommen. Angetrieben vom Wunsch immerkleinere, immer preiswertere Stromversorgungs-lösungen zu bauen, werden diese einfachen Entwurfsregeln jedoch häufig ignoriert. Daher der schlechte Ruf von Elkos in Bezug auf die Zuverlässigkeit. 7.9 Zuverlässigkeit von Halbleitern Leistungshalbleiterelemente werden in DC/DC-Wandlern zum Schalten und Regeln von Strömen und Spannungen verwendet und sind deshalb hohen elektrischen und thermischen Beanspruchungen ausgesetzt, was ihre Lebensdauer reduziert. Die Zuverlässigkeit von Halbleitern wird jedoch am stärksten durch die Herstellungsqualität beeinflusst. Die Arbeitscharakteristiken von Halbleiterübergängen sind sehr empfindlich gegenüber jeglichen Verunreinigungen in den verwendeten Materialien und jeglichen Verunreinigungssubstanzteilchen in Dünnfilm-Metallschichten. Das Problem mit Halbleitern besteht darin, dass eine nicht dem Standard entsprechende Herstellung, wie schlechtes Drahtbonden, Einschließung von Staubteilchen auf dem Kristall und unvollständige hermetische Abdichtung des Gehäuses zu den Pins, nicht mit bloßem Auge sichtbar sind und keine direkte Einwirkung auf die Performance haben. Erst später verursachen solche Fehler Frühausfälle. Wie bei vielen Komponenten ist die Suche nach und das Beibehalten eines Qualitätslieferanten in Bezug auf die Gesamtqualität des Endproduktes wichtig. Elektrische und thermische Beanspruchungen auf den Halbleitern können durch eine entsprechend ausgelegte Konstruktion verringert werden. Alle Halbleiter sind beispielsweise für Schäden durch transiente Überspannungen anfällig. Eine Eintaktschaltungstopologie generiert am Schalt-FET die doppelte Eingangsspannung, während die FETs in einer Gegentakt-Topologie nur die Eingangsspannung schalten müssen. Wenn ein Spannungsstoß am Eingang auftritt, ist es viel wahrscheinlicher, dass die Eintaktschaltungstopologie ihre Nennspannung überschreitet und ausfällt, als das Gegentakt-Äquivalent. 185 195 V IN + S 2 x V IN D V OUT + V IN + S 1 D 1 c V OUT + L 1 L 2 C L R V OUT - V IN - V OUT - S2 C R D 2 V IN - Abb. 7.14: Die Eintaktschaltungstopologie links legt den doppelt so großen Spannungsgradienten an die Schaltelemente an wie die äquivalente Gegentaktschaltungstopologie rechts. Die heißesten Halbleiterkomponenten in einem beliebigen Leistungswandler sind Schalt- FETs und Gleichrichterdioden, da sie beide in der Haupthochstrombahn zwischen Eingang und Ausgang liegen. Passive Elemente tendieren zu relativ homogener Überhitzung, während Halbleiter zu ungleichmäßiger Überhitzung neigen. Die Wärmebeanspruchung beginnt sich an einer lokalen Schwachstelle oder Grenze innerhalb des Geräts zu konzentrieren und ruft schnell weiteren Schaden und schließlich Thermoinstabilität hervor. Generell beinhalten sogar große Halbleitergehäuse nur sehr kleine Einzel-Chip-Schaltkreise. Daher herrscht zu wenig Wärmekapazität um dazu beizutragen beliebige transiente Überhitzungsereignisse zu absorbieren. Ein Kühlkörper für einen FET oder eine Diode kann womöglich hilfreich sein um die, innerhalb des Halbleiterbauelements, erzeugte mittlere Wärme, nach außen an die Umgebung abzuführen. Er ist aber gegen sich plötzlich entwickelnde lokale Überhitzungen oder andere Wärmeunregelmäßigkeiten infolge des Wärmewiderstands zwischen Sperrschicht und Gehäuse nicht wirksam. Um jegliche Einwirkung transienter Überhitzung zu berücksichtigen, besteht die sicherste Methode bei einer auf die Betriebszuverlässigkeit gerichteten Konstruktionsweise darin, den Nennstrom der thalbleiter entsprechend sicher zu wählen. Komponente Parameter Derating-Faktor Nennspitzleistung 70% max. Diskrete Halbleiterbauelemente Nennspitzstrom 50% max. (Dioden, FETs usw.) durchschnittlicher Nennstrom 50% max. lineare Spannungsregler Nennstrom 50% max. Sperrwandler Nennstrom 80% max. Signalkreisdioden Nennstrom 85% max. Tabelle 7.9: Vorgeschlagener Halbleiter-Derating-Faktor 186 196 7.10 ESD Schaden durch elektrostatische Entladung (ESD) kann auftreten, wenn statische Elektrizität durch elektronische Bauteile zur Masse entladen wird. Die verbreitetste Quelle ist Reibungs- oder Triboelektrizität Differenzen der statischen Aufladung, die auftreten, wenn zwei verschiedene Isolierstoffe aneinander gerieben werden. Wenn Bediener elektronische Bauteile oder PCBs ohne ESD-Schutzmittel manipulieren, kann die statische Elektrizität durch Bewegungen von Kleidung, das Aufstehen vom Stuhl oder sogar durch das Abziehen von Plastikverpackungen Spannungen in Höhe von Zehntausenden Volt erzeugen. Wenn dieser Bediener dann eine geerdete PCB berührt oder die PCB einem geerdeten Kollegen übergibt, können buchstäblich Funken fliegen, die irreparablen Schaden an Halbleitern oder anderen ESD-empfindlichen Komponenten verursachen. Außer der Sicherstellung, dass alle Bediener, Geräte, Stühle, Fußböden und Labortische geerdet sind, um einen ESD-geschützten Bereich zu bilden, ist es manchmal auch nützlich Luftbefeuchter zu verwenden, um die statische Aufladung zu verringern: Quelle niedrige Feuchtigkeit hohe Feuchtigkeit Laufen auf Teppich 35,000V 1,500V Laufen auf Vinylboden 12,000V 250V Bediener am Labortisch 6,000V 100V Entfernen einer Plastikverpackung 20,000V 1,200V Aufstehen vom Stuhl 18,000V 1,500V Tabelle 7.10: Beispiele statischer Elektrizitäts-Spannungen bei niedriger und hoher Feuchtigkeit Der Grund, warum die Halbleiter so empfindlich gegenüber ESD-Schäden sind, ist dessen Dünnfilm-Konstruktion, bei der Hochspannungen einen Defekt in der Metalloxidisolierung und lokales Schmelzen verursachen können. Dasselbe trifft auf MLCCs zu, infolge der nur wenige Mikrometer dünnen dielektrischen Trennung zwischen den Schichten, die durch eine transiente Überspannung leicht gefährdet wird. Ein gängiger Irrtum besteht darin anzunehmen, dass Komponenten, sobald sie auf eine PCB gelötet wurden, gegen ESD-Schäden unempfindlich oder durch die Ein- und Ausgangsfilterungskomponenten geschützt sind. Obwohl es sein kann, dass der ESD-Strompfad in einer Baugruppe direkt zur Masse und nicht durch die elektrostatisch gefährdeten Bauelemente fließt, kann das induzierte elektrostatische Feld immer noch stark genug sein, um gewissen Schaden anzurichten. Ein Transistor oder eine Diode, die durch ein ESD-Ereignis beschädigt wurde, fällt möglicherweise nicht sofort aus. Elektronenmikroskopbilder könnten lokales Schmelzen und kleine Löcher, die durch Schichten ausgestanzt werden zeigen. Die Komponente arbeitet zwar mit erhöhten Leckströmen, aber ansonsten normal weiter. Diese Art von verstecktem Schaden ist jedoch eine Zeitbombe und es ist ungewiss wann diese hochgehen kann. Zu einem gewissen Zeitpunkt tritt ein elektrischer Fehler auf und die Komponente fällt plötzlich aus. Ein ESD-Schaden ist die häufigste Ursache von unerklärten Frühausfällen. Die Empfindlichkeit von Komponenten und Untergruppen gegen ESD-Schäden kann geprüft werden. Das allgemeinste Verfahren ist das Modell des menschlichen Körpers (HBM = Hu- 187 197 man Body Model), das die Energie, die durch menschliche Bewegungen durch die Aufladung eines Kondensators mit 100pF auf Hochspannungen und die anschließende Entladung in das Prüfobjekt über einen Widerstand von 1,5kΩ erzeugt werden kann, simuliert. Typische Charakteristiken Spitzenstrom Steigzeit Dauer Spitzenleistung Mittenfrequenz Bandbreite 0.3A at 500V 2 25μs μs 1W 2.5MHz 0.5MHz Abb. 7.15: Prüfschaltung und Gesamt-Wellenform des Human Body Model (HBM) Um den ESD-Nennwert des Teils zu bestimmen, wird die ESD-Prüfung bei immer ansteigenden Hochspannungen wiederholt: Klasse HBM-Prüfspannung 0 250VDC 1A 500VDC 1B 1kVDC 1C 2kVDC 2 4kVDC 3 8kVDC Tabelle 7.11: ESD-Klassifikationen Durch das Hinzufügen von ultraschnell schaltenden Dioden zur Begrenzung der Eingänge und durch den Einbau von Funkenstrecken in die PCB zur Ableitung von Energie von empfindlicheren Komponenten kann ein ESD-Schutz realisiert werden. Aber der Kostendruck des Marktes schließt fast alle, außer den preiswertesten Lösungen, aus. Genau so effektiv für die Gesamtzuverlässigkeit ist es, DC/DC-Wandler in ESD-geschützten Bereichen herzustellen, zusammenzubauen und zu verpacken und dabei antistatische Verpackung zu verwenden, sodass auch die Vibration beim Transport keine wesentliche Reibungselektrizität erzeugt. Es obliegt dann klar dem Endverbraucher, die Kette nicht zu unterbrechen und in seiner Produktion ebenfalls ESD-Schutzmaßnahmen zutreffen Induktivitäten Induktivitäten finden sich in fast jedem DC/DC-Wandler. Der Transformator ist das Herzstück jeder Wandlerkonstruktion und zweifellos die kritischste Komponente bei der Bestimmung der Gesamtperformance. Die üblichsten Transformatortypen sind der Ferritringkern- oder Spulenkörpertyp (bobbin type), da diese bei Hochfrequenzen gut arbeiten und mit geschlossenen Induktionslinien gebaut werden können. Die Ferritkerne bestehen aus Eisenoxid (Fe2O4), kombiniert mit anderen Metallen wie Mangan-Zink (MnZn) und Nickel-Zink (NiZn) und einem Binder, dann in Form gepresst und eingebrannt, um eine leicht magnetisierbare Kristallstruktur zu erzeugen. 188 198 Die Kerne sind spröde und müssen sorgfältig gehandhabt werden. Subminiaturtoroide werden häufig um eine glatte, gleitfähige Oberfläche zu erzeugen zusätzlich mit Nylon oder Epoxidharzlack beschichtet, um die Wahrscheinlichkeit von Transport schäden zu verringern und die Wicklung von Hand zu vereinfachen. Es mag überraschend klingen, dass die meisten auf dem Markt befindlichen serienmäßigen Kleinleistungs-DC/DC-Wandler handgewickelte Ringkerntransformatoren verwenden. Das Problem der Entwicklung eines automatischen Prozesses zur Herstellung von Transformatoren mit einem Kerndurchmesser von nur ca. 6mm und einem 3mm großen Mittelloch, die bis zu sechs separate Wicklungen erfordern, konnte bislang noch nicht vollständig gelöst werden. RECOM verfügt über zwei automatische Wickelmaschinen, die solche Ringkerntransformatoren herstellen können; diese sind eine Eigenentwicklung und kommerziell nicht verfügbar. Das Problem existiert nicht bei Transformatoren mit Spulenkörpern, die maschinengewickelte Wicklungen auf einem Kunststoffspulenkörper verwenden. Um den Transformator zu bilden, werden zwei Hälften des Ferritkerns ringsum die Spule aufeinander geklebt. Von den beiden Konstruktionstypen sind die Ringkerntypen am zuverlässigsten. Sie sind auch selbstschirmend, da der Magnetfluss innerhalb des Ringkerns eng gebunden ist. Transformatoren mit Spulenkörpern können ausfallen, wenn sich bei der Montage oder während des Einsatzes Risse im Kern bilden, was einen unerwünschten Luftspalt darstellen und somit die Arbeitsparameter des Wandlers ändern würde. Dasselbe betrifft das Zusammenkleben der zwei Ferrithälften; die Hälften müssen unbeschädigt, korrekt geebnet und gut poliert sein, damit ein enger Kontakt entsteht. Bei der auf die Betriebszuverlässigkeit gerichteten Konstruktionsweise besteht die Hauptüberlegung darin, die Kerntemperatur unter dem Curie-Punkt der Temperatur, bei der der Kern beginnt, seine magnetischen Eigenschaften zu verlieren zu halten. Verschiedene Ferritgemische weisen unterschiedliche Curie-Punkte auf. Außer dem Transformator können auch Induktivitäten für Sperrwandler oder RF-Drosseln auf der PCB als SMD-Komponenten verwendet werden. SMD-Induktivitäten sind üblicherweise auf einem Keramik- oder Ferritspulenträger gewickelt, während RF-Drosseln, ähnlich wie MLCCs, auch mit einer mehrschichtigen Konstruktion hergestellt werden können. Draht Elektrode Gewickelte SMD-RF-Drossel Harzbeschichtung auf dem oberen Teil Nicht magnetischer Keramikkern Außenelektrode Induktionsspulenleiterbahn SMD-Chip-Induktivität nicht magnetisches Keramik Ungeschirmte SMD-Leistungsinduktivität Geschirmte SMD-Leistungsinduktivität Abb. 7.16: Konstruktionsunterschiede zwischen SMD-Induktivitäten 189 199 Es wird dringend empfohlen, geschirmte Induktivitäten zu verwenden. Die magnetische Abschirmung blockiert nicht nur Störungen zwischen angrenzenden Komponenten, sondern wenn zwei ungeschirmte Induktivitäten dicht nebeneinander platziert werden, verringert deren Wechselwirkung auch deren effektive Induktivität: Induktivität 1 Induktivität 2 Distanz D Bild der wechselseitigen Beeinflussung der Kraftlinien zweier drahtgewickelter Hochfrequenzinduktivitäten Induktivitätsänderungsrate (%) Abb. 7.17: Wechselwirkung zwischen angrenzenden ungeschirmten Induktivitäten Ungeschirmte Induktivitäten können auch die Gesamtzuverlässigkeit einer Anwendung außerhalb des DC/DC-Wandlers beeinträchtigen. Streumagnetfelder induzieren Ströme, die in jedem angrenzenden Leiter, ob es sich um eine PCB-Leiterbahn, Kondensator- schicht oder einen Kabelbaum handelt, fließen. Die meisten Ferrite verbessern ihre ursprüngliche Performance, wenn sie sich setzen. Das zyklische Erwärmen und Abkühlen beim Ein- und Ausschalten des Wandlers, sowie die Erregung des schnell wechselnden Magnetflusses, verursachen eine Selbstausrichtung der magnetischen Grenzen, was eine langsame Erhöhung der Permeabilität hervorruft. Obwohl dies aus der Perspektive der Performance des DC/ DC-Wandlers positiv ist, bedeutet es, dass ungeschirmte Induktivitäten während der ersten Betriebswochen ihre projektierten Magnetfelder so lange langsam erhöhen können, bis dies plötzlich zu einem Problem führen kann. Andererseits verdichten geschirmte Induktivitäten jegliche magnetische Kraftlinienstreuungen langsam. Dieser Effekt nimmt nach ca Stunden der Nutzung ab und stabilisiert sich dann Verhältnis zwischen der Änderungsrate des Montageabstandes und der Induktivität Distanz (mm) Abb. 7.18: Röntgenvergleich zwischen einer geschirmten Induktivität, verwendet in RECOMs Sperrwandler R-78 (Abbildung links), und einer ungeschirmten Induktivität, verwendet in dem kopierten Produkt eines Mitbewerbers (Abbildung rechts) 190 200 8. LED-Charakteristiken Im Krieg lautet die erste Soldatenpflicht "Du musst wissen, wer Dein Feind ist". Dasselbe Prinzip gilt für die Festkörperbeleuchtung (SSL = Solid State Lighting) wenn man nicht verstehen, wie sich die LED (Leuchtdiode) verhält, darf man sich nicht wundern, wenn die Anwendung nicht gelingt. LEDs sind nichtlineare Bauteile. Wenn an die LED eine niedrige Spannung angelegt wird, leitet sie nicht. Steigt nun die Spannung an, passiert sie einen Schwellenwert, ab dem der Strom durch die LED steil ansteigt und die LED plötzlich Licht auszustrahlen beginnt. Steigt die Spannung weiter an, überhitzt sich die LED schnell und brennt durch. Der Trick besteht darin, die LED in dem schmalen Band zwischen voll Aus und voll Ein zu betreiben nutzbares Betriebsfenster Strom (A) Ta=25 C Spannung (V) Abb. 8.1: Nutzfläche für Hochleistungs-LEDs [TAMB = 25 C] Es gibt jedoch eine zusätzliche Schwierigkeit. Das Fenster der nutzbaren Spannung ist bei verschiedenen Hochleistungs-LEDs unterschiedlich (sogar innerhalb der LEDs ein und derselben Charge und ein und desselben Lieferanten), und dieser Spannungsbereich ändert sich mit der Umgebungstemperatur und dem Alter der LED. Abb. 8.2 zeigt die Nutzfläche detaillierter. Dieses Beispiel zeigt vier identische LEDs, die gemäß ihrem Datenblatt über dieselbe Spezifikation verfügen. Alle LED-Hersteller sortieren LEDs nach der Lichtfarbe, die sie ausstrahlen (dies wird "binning" = "Klasseneinteilung" genannt die LEDs werden während der Herstellung geprüft und laut ihrer Farbentemperatur sortiert). Die Folge ist, dass eine Lieferung mehrere verschiedene Fertigungslose beinhalten kann. Daher ist eine breite Variation an Schwellenwerten bzw. Durchlassspannungen (VF) zu erwarten. Die meisten Datenblätter von Hochleistungs-LEDs spezifizieren eine VF-Toleranz von ca. 20%, weshalb die breiten Variationen, die in Abb. 8.2 gezeigt werden, nicht übertrieben sind. Wenn man, wie in diesem Beispiel, als Versorgungsspannung z. B. 3V wählt, wird LED 1 übersteuert, LED 2 zieht 300mA, LED 3 zieht 250mA, und LED 4 zieht nur 125mA. 191 201 LED1 = LED2 = Strom (A) LED4 = LED3 = Spannung (V) Abb. 8.2: LED-Charakteristik im Detail Darüber hinaus sind diese Kurven dynamisch. Da sich die LEDs bis zu ihrem Arbeitstemperaturbereich erwärmen, driften alle Kurven nach links (die Durchlassspannung V F verringert sich mit dem Temperaturanstieg). Die Lichtleistung der LED ist jedoch direkt proportional zum Strom, der durch sie fließt (Abb. 8.3). Daher wird in obigem Beispiel bei einer Versorgungsspannung von 3V LED 1 (mitunter nur kurzzeitig) wie eine Supernova, LED 2 ein wenig heller als LED 3 und LED 4 sehr dunkel leuchtend erscheinen Strom (A) Relativer Lichtstrom Ta=25 C Abb. 8.3: Verhältnis der Lichtleistung gegenüber dem LED-Strom 192 202 8.1 Betreiben von LEDs mit Dauerstrom Die Lösung dieses Problems der Veränderlichkeit der Durchlassspannung Vt besteht darin, einen Konstantstrom statt einer Konstantspannung zu verwenden, um die LEDs zu betreiben. Der LED-Treiber regelt die Ausgangsspannung automatisch, um den Ausgangsstrom und somit die Lichtleistung konstant zu halten. Das funktioniert mit einer einzelnen LED oder mit einer Kette von in Reihe geschlossenen LEDs. Solange der Strom durch alle LEDs derselbe ist, weisen sie dieselbe Helligkeit auf, selbst wenn V F an jeder LED verschieden ist (siehe Abb. 8.4). Während sich die LEDs bis zu ihrer Betriebstemperatur erwärmen, verringert der Konstantstromtreiber die Erregungsspannung automatisch, um den Strom durch die LEDs konstant zu halten. Daher ist die Helligkeit der LEDs auch von der Betriebstemperatur unabhängig. Ein weiterer wichtiger Vorteil besteht darin, dass der Konstantstromtreiber es nicht zulässt, dass auch nur eine einzige LED in einer Kette übersteuert wird und somit sicherstellt, dass alle LEDs über eine lange Betriebsdauer verfügen. Fällt eine LED durch Kurzschluss aus, arbeiten die restlichen LEDs immer noch mit dem korrekten Strom. V OUT = 12.05V I OUT = 350mA LED LED LED LED GND 3.15V 2.90V 3.05V 2.95V Abb. 8.4: LED-Kette 8.2 Einige DC-Konstanstromquellen Die einfachste Konstantstromquelle ist eine Konstantspannungsversorgung, die LEDs über einen Widerstand betreibt. Wenn der Spannungsabfall am Widerstand ungefähr gleich der Durchlassspannung einer LED ist, dann ruft eine 10%ige Änderung von VF eine ähnliche Änderung des LED-Stroms hervor (vergleichen Sie dies mit den in Abb. 8.2 gezeigten Kurven, bei denen eine 10%ige Änderung von VF eine etwa 50%ige Änderung des LED-Stroms verursacht). Diese Lösung ist zwar preiswert, besitzt jedoch eine schlechte Stromregelung und ist wenig energieeffizient. Viele preiswerte LED-Cluster-Birnen, die als Ersatz für Niederspannungs-Halogenlampen angeboten werden, verwenden dieses Verfahren. Es versteht sich von selbst, dass, wenn eine der LEDs durch Kurzschluss ausfällt, der Widerstand überlastet wird und normalerweise nach einer relativ kurzen Zeit durchbrennt, weshalb die zu erwartende Lebensdauer dieser LED-Cluster-Lampen relativ kurz ist. Eine weitere einfache Konstantstromquelle ist ein Linearstromregler. Auf dem Markt sind preiswerte LED-Treiber erhältlich, die dieses Verfahren verwenden, oder man kann einen Standard-Linearspannungsregler im Konstantstrombetrieb verwenden. Der interne Feedbackkreis hält den Strom innerhalb von ca. ±5% geregelt, die Verlustleistung am Regler muss aber als Wärme abgeführt werden, weshalb eine gute Kühlung des Reglers erforderlich ist. Der Nachteil ist der niedrige Wirkungsgrad dieser Lösung, was eher gegen die Verwendung von hocheffizienten SSL-Geräten spricht. 193 203 Die beste Konstantstromquelle ist ein Sperrwandler. Der Preis des Treibers ist höher als bei den anderen Lösungen, aber die Genauigkeit des Ausgangsstroms kann bei ±3% über einem breiten LED-Lastbereich liegen und Wandlungswirkungsgrade können bis zu 96% betragen, was bedeutet, dass nur 4% Energie als Wärme verloren geht und die Treiber bei hohen Umgebungstemperaturen verwendet werden können. Beispiel von Konstantstromquellen für LEDs: 1W 1W 1W 350mA 12Vdc LED LED LED GND 6R/2W Abb. 8.5: Einfacher Widerstand: preiswert, aber ungenau und unwirtschaftlich Kühlkörper erforderlich 10 to 12Vdc 350mA 1W LED 1W LED 317T GND 3R9/0.5W Abb. 8.6: Linearer Spannungsregler: preiswert und genau, aber unwirtschaftlich 10 to 36Vdc Kühlkörper NICHT erforderlich RCD mA 1W LED 1W LED 1W LED GND Abb. 8.7: Sperrwandler: höherer Preis, aber genau und effizient Ein wichtiger Unterschied zwischen den oben gezeigten Varianten sind die Eingangs- und Ausgangsspannungsbereiche. Ein DC/DC-Sperrwandler verfügt über einen breiten Eingangs- und Ausgangs- spannungsbereich, über welchem die Konstantstromregelung gut arbeitet (z. B. arbeitet der RCD von 5V bis 36VDC und hat einen Ausgangsspannungsbereich von 2 bis 34VDC). Ein breiter Ausgangsspannungsbereich ermöglicht nicht nur viele verschiedene Kombinationen von LED-Kettenlängen, sondern erlaubt auch einen breiten Dimmungsbereich. Zwei andere oben gezeigte Varianten haben Verlustleistungsprobleme, wenn nur eine LED benötig wird, da der Widerstand oder der Linearspannungsregler einen größeren Spannungsabfall an ihnen hat, was die Verlustleistung noch weiter erhöht. Der Eingangs- spannungsbereich muss aus demselben Grund beschränkt werden. 194 204 8.3 Verbindung von LEDs in Ketten Die meisten weißen Leistungs-LEDs werden zum Betrieb bei 350zmA Dauerstrom entwickelt. Der Grund dafür ist, dass die Chemie der zur Herstellung einer Weißlicht-LED verwendeten Materialien eine Durchlassspannung von ca. 3V und 3,0V 0,35A ~ 1 Watt festlegt, was einer geeigneten LED-Leistung entspricht. Die meisten DC/DC-Konstantstrom-LED-Treiber sind Buck- oder Abwärtswandler. Das bedeutet, dass die Maximalausgangsspannung niedriger als die Eingangsspannung ist. Also hängt die Anzahl der LEDs, die angetrieben werden können, von der Eingangsspannung ab. Eingangsspannung 5Vdc 12Vdc 24Vdc 36Vdc 5Vdc Typische Anzahl an LEDs in Kette 1 3 7* 10* 15 Tabelle 8.1: Anzahl von LEDs, die man in einer Kette antreiben kann, gegenüber der Eingangsspannung Wenn die Eingangsspannung nicht geregelt ist (z. B. bei einer Batterie), müssen die meisten LEDs entsprechend der minimal verfügbaren Eingangsspannung verringert werden. Beispiel: Wie viele LEDs mit 1W können von einer 12-V-Blei-Säure-Batterie angetrieben werden? Batteriespannungsbereich 9 ~ 14Vdc DC/DC-Treiber-Headroom 1V LED-Treiber-Ausgangsspannungsbereich daher 8 ~ 13Vdc wenn die LED-Durchlassspannung VF typischerweise 3,3 V* dann beträgt die maximale Anzahl an LEDs, die angetrieben werden können, 2 Zwei LEDs sind nicht sehr viel! Eine Möglichkeit, dieses Problem zu umgehen, besteht darin, entweder einen Booster-Wandler, bei dem die Ausgangsspannung höher ist als die Eingangsspannung, oder zwei oder mehr parallel geschaltete Ketten von LEDs zu verwenden. Für jede verwendete 350-mA-Kette von LEDs muss der Treiberstrom erhöht werden, um einen korrekten Gesamtstrom zu liefern. Eine einzelne Kette benötigt also einen Treiber von 350mA, zwei parallelgeschaltete Ketten benötigen einen Treiber 700mA, drei parallelgeschaltete Ketten würden eine Quelle von 1,05A benötigen usw. Deshalb hängt die Auswahl von LED-Treibern von der verfügbaren Eingangsspannung und der Anzahl der Ketten von LEDs, die angetrieben werden müssen, ab. Abb. 8.8, 8.9 und 8.10 zeigen einige mögliche Kombinationen für eine feste Versorgung von 12VDC unter Verwendung von typischen weißen 1-W-LEDs. Mit einer geregelten 12-V-Versorgung können bis zu drei LEDs in einer Kette angetrieben werden (3 3,3V = 9,9V, was 2,1V Headroom für die Regelung des Dauerstromtreibers ergibt). 195 205 * Anmerkung: Es ist ein gängiger Irrtum, dass die Anzahl an LEDs, die angetrieben werden können, von der maximalen VF, die im LED-Datenblatt angegeben wird, abhängt. In der Praxis ist dies nicht der Fall, weil VF wesentlich abfällt, wenn die LEDs ihren jeweiligen Arbeitstemperaturbereich erreichen. Somit kann die im Datenblatt angegebene typische VF betriebssicher verwendet werden. Ein typisches Datenblatt kann festlegen, dass VF bei 25 C Umgebungstemperatur mindestens 3,3V, typischerweise 3,6V und maximal 3,9V beträgt. Die Zahlen würden jedoch bei 50 C näher an mindestens 3,0V, typischerweise 3,3V und maximal 3,6V liegen. Deshalb kann eine feste 24-V-Versorgung sieben LEDs sicher antreiben und eine 36-V- Versorgung zehn LEDs, selbst wenn die Spannung am LED-Treiber geringfügig abfällt. 8.4 Parallelschaltung von LED-Ketten 3 LEDs in einer einzelnen Kette mit 350-mA-Treiber: 12Vdc 350mA 1W LED 1W LED 1W LED RCD GND Abb. 8.8: Vorteile: genauer LED-Strom, ausfallsicher / Nachteile: geringe Anzahl an LEDs je Treiber 6 LEDs in zwei Ketten mit 700-mA-Treiber: 1W 1W 1W 12Vdc RCD mA 350mA LED 1W LED LED 1W LED LED 1W LED GND Abb. 8.9: Vorteile: doppelte Anzahl von LEDs je Treiber / Nachteile: nicht zausfallsicher, unsymmetrische Ströme in den Ketten 9 LEDs in drei Ketten mit 1050-mA-Treiber: 1W 1W 1W LED LED LED 12Vdc 333mA 333mA 1W LED 1W LED 1W LED GND RCD mA 1W LED 1W LED 1W LED Abb. 8.10: Vorteile: dreifache Anzahl von LEDs je Treiber / Nachteile: nicht ausfallsicher, unsymmetrische Ströme in den Ketten 196 206 Die sicherste und zuverlässigste Methode zum Antrieb von LEDs besteht darin, eine einzelne Kette von LEDs an den LED-Treiber anzuschließen. Fällt eine LED durch einen offenen Stromkreis aus, wird der Strom zu den restlichen LEDs in der Kette unterbrochen. Fällt eine LED durch Kurzschluss aus, bleibt der Strom in den restlichen LEDs unverändert. Das Betreiben von Mehrfachketten durch einen einzelnen LED-Treiber hat den Vorteil, dass mehr LEDs betrieben werden können, aber es besteht die Gefahr, dass eine LED ausfällt. Wenn bei zwei parallelgeschalteten Ketten eine LED durch einen offenen Stromkreis ausfällt, fließt der Dauerstrom von 700mA durch die restliche LED-Kette und ruft nach sehr kurzer Zeit auch deren Ausfall hervor. Wenn bei drei parallelgeschalteten Ketten eine einzelne LED ausfällt, wird der Antriebsstrom von 1A auf die restlichen beiden Ketten aufgeteilt. Beide Ketten werden mit jeweils 500mA pro Kette überlastet. Je nach dem, wie gut die LEDs Wärme ableiten können, halten die LEDs dem wahrscheinlich für eine gewisse Zeit stand, aber schließlich wird der Überstrom den Ausfall einer anderen LED hervorrufen, wonach die dritte Kette den gesamten Strom von 1A übernimmt und fast sofort ebenso ausfällt. Fällt eine einzelne LED durch Kurzschluss aus, werden die in den Ketten fließenden Ströme sehr unsymmetrisch und der größte Teil des Stromes fließt durch die Kette mit der kurzgeschlossen LED. Dies ruft schließlich den Ausfall der Kette mit demselben katastrophalen Dominoeffekt auf die restlichen Ketten hervor, wie oben beschrieben. Hochleistungs-LEDs sind sehr betriebssicher, weshalb die oben beschrieben Ausfälle nicht sehr häufig vorkommen. Viele Entwickler von LED-Beleuchtungen entscheiden sich für die einfache Lösung und niedrigen Kosten durch den Einsatz von Mehrfachketten, die durch einen einzelnen Treiber betrieben werden, und gehen dabei das Risiko ein, dass Mehrfach-LEDs ausfallen, wenn eine einzelne LED ausfällt. 8.5 Symmetrierung des LED-Stroms in parallelgeschalteten Ketten Ein anderes wichtiges Problem ist die Symmetrie der Ströme, die in Mehrfachketten fließen. Wir wissen, dass zwei oder mehrere Ketten von LEDs verschiedene kombinierte Durchlassspannungen haben. Der LED-Treiber liefert einen Dauerstrom bei einer Spannung, die dem Mittelwert der kombinierten Durchlassspannungen jeder Kette entspricht. Diese Spannung ist bei einigen Ketten zu hoch und bei anderen zu niedrig, weshalb die Ströme nicht gleich aufgeteilt werden. Asymmetrie der durch Mehrfachketten fließenden LED-Ströme: V OUT = 12.05V I OUT = 700mA 350mA 350mA LED LED LED LED GND 3.05V 3.05V 3.05V 3.05V IDEAL Stromsymmetrie 50% / 50% LED LED LED LED GND 3.05V 3.05V 3.05V 3.05V Abb. 8.11: Ideale Symmetrie 197 207 V OUT = 12.05V I OUT = 700mA 330mA 370mA LED LED LED LED GND 3.15V 2.95V 3.10V 3.00V REAL LIFE 53% / 47% balance of current LED LED LED LED GND 3.10V 2.90V 3.00V 2.90V Abb. 8.12: Reale Symmetrie In obigem Beispiel reicht die Stromasymmetrie nicht aus, um den Ausfall der überlasteten Kette hervorzurufen, weshalb die beiden LED-Ketten betriebssicher arbeiten. Es existiert jedoch eine Differenz von 6% in der Lichtleistung zwischen den zwei Ketten. Die Lösung des Problems der unausgeglichenen Ketten besteht darin, entweder einen Treiber je Kette zu verwenden oder für den Stromausgleich einen externen Stromkreis hinzuzufügen. Solch eine Schaltung ist ein Stromspiegel. 350mA 350mA LED 1 LED 11 36Vdc RCD GND LED 10 LED 20 NPN NPN 1W 1W Abb. 8.13: Symmetrierung von LED-Strömen unter Verwendung eines Stromspiegels Der erste NPN-Transistor wirkt als Referenz. Der zweite NPN-Transistor "spiegelt" diesen Strom wider. Somit werden die Ströme in der Kette automatisch gleichmäßig geteilt. Theoretisch sind Emitterleitungswiderstände mit 1Ω für den Stromspiegel nicht erforderlich, in der Praxis aber helfen sie, die Differenzen in Vbe zwischen den Transistoren auszugleichen und eine genauere Stromsymmetrie zu erzielen. Ein Stromspiegel hilft auch als Schutz gegen LED-Ausfälle. Fällt eine LED in der ersten Kette durch einen offenen Stromkreis aus, wird die zweite Kette geschützt (der Referenzstrom ist Null, daher fällt der Strom in den anderen Ketten auch auf Null). Auch wenn eine LED durch Kurzschluss ausfällt, bleiben die Ströme weiterhin ausgeglichen. 198 208 Einige Hersteller von LED-Treibern behaupten, dass LEDs den Strom automatisch gleichmäßig teilen würden und solche externen Stromspiegelkreise unnötig wären. Dies ist nicht der Fall. Eine Asymmetrie gibt es nur dann nicht, wenn die kombinierten Durchlassspannungen der LED-Ketten absolut identisch sind. Wenn beispielsweise zwei parallelgeschaltete Ketten auf einem gemeinsamen Kühlkörper montiert sind und eine Kette mehr Strom zieht als die andere, wird sie heller und heißer laufen. Die Kühlkörpertemperatur steigt langsam an, was zum Abfallen der VF der zweiten Kette und auch dazu führt, dass sie versucht, mehr Strom zu ziehen. In der Theorie sollten die beiden Ketten dann wegen der thermischen negativen Rückführung ihre jeweiligen Ströme ausgleichen. In der Praxis kann dieser Effekt zwar gemessen werden; er ist jedoch ungenügend, um einen genauen Stromausgleich zu garantieren. Wenn es sich bei den beiden Ketten um zwei separate LED-Lampen handelt, findet außerdem keine Rückführung zur Temperaturkompensation statt. Die Lampe mit der niedrigsten kombinierten V F zieht den meisten Strom, läuft am heißesten, und die VF fällt immer noch weiter. Dies verschlechtert die Asymmetrie und kann zu Thermoinstabilität und LED-Ausfall führen. Als der Schaltkreis in Abb veröffentlicht wurde, gab es einige Kritik im Internet, dass ein Stromspiegel keine ideale Lösung wäre und dass schon das Hinzufügen von Widerständen mit 1Ω helfen würde, den Strom auszugleichen. Dies ist bis zu einem gewissen Grad richtig, wenn man jedoch eine genaue Stromsymmetrie benötigt, dann ist der Stromspiegel abgesehen vom Antreiben jeder einzelnen Lampe durch einen eigenen Treiber immer noch die einfachste und beste Lösung. 8.6 Parallele Ketten oder Grid-Array was ist besser? In Abschnitt 8.4 wurden die Folgen von einzelnen LED-Ausfällen durch einen offenen Stromkreis oder Kurzschluss besprochen. Je größer die Anzahl von parallelgeschalteten Ketten ist, desto niedriger ist die Gefahr, dass ein Einzelfehler in einer Kette zum Ausfall der restlichen Ketten führen würde. Wenn also fünf Ketten parallel geschaltet wären, würden bei Ausfall durch einen offenen Stromkreis einer LED-Kette die restlichen vier Ketten nur mit 125 % des Nennstroms übersteuert. Die LEDs würden zwar deutlich heller leuchten, aber sie würden wohl kaum ausfallen, solange eine gute Wärmeabfuhr gewährleistet ist. Der Nachteil einer Parallelschaltung vieler Ketten besteht darin, dass ein Treiber, der mehrere Ampere liefern kann, erforderlich ist und dieser teuer oder schwer erhältlich sein könnte. Außerdem ist bei der Auswahl von LED-Treibern, die viele Ampere an Strom liefern können, eine gewisse Sorgfalt erforderlich. Wenn die LED-Last zu niedrig ist, weil z. B. ein Steckverbinder an einigen der Ketten einen fehlerhaften Anschluss hat, brennt der Strom die restlichen LEDs sofort durch. Bevor der LED-Treiber eingeschalten wird muss genau darauf geachtet werden, dass alle Verbindungen einwandfrei sind. Viele teure LED-Beleuchtungsinstallationen wurden schon aufgrund fehlerhafter Verdrahtung und Einsatz von Hochstrom-LED-Treibern beschädigt! 199 209 In der Praxis ist es sicherer, die Anzahl von parallelgeschalteten Ketten je Treiber auf fünf oder weniger zu begrenzen und mehrere Niederstrom-Treiber statt eines einzelnen Hochstromtreibers zu verwenden, wenn entsprechend viele LEDs angetrieben werden müssen. Die Verwendung langer Ketten ist auch keine schlechte Idee, denn wenn eine LED durch Kurzschluss ausfällt, ist der Stromanstieg in dieser Kette proportional geringer je länger die Ketten sind. Die nächste Frage ist, ob die LEDs in individuellen Ketten geschalten oder die Ketten kreuzweise verbunden werden sollen, um ein LED-Array anzufertigen. Das folgende Beispiel mit 15 LEDs veranschaulicht diese beiden Varianten (in beiden Fällen ist der Treiber derselbe). Man könnte die 15 LEDs in fünf Säulen von 3 LEDs anschließen, aber aus dem oben erwähnten Grund sind drei Säulen aus 5 LEDs eine sicherere Anordnung. Kette 1 Kette 2 Kette 3 Kette 1 Kette 2 Kette 3 I 1 I 2 I 3 I 1 I 2 I 3 24V Battery LED 1 LED 6 LED 11 LED 1 LED 6 LED 11 RCD LED 2 LED 7 LED 12 LED 2 LED 7 LED 12 GND LED 3 LED 8 LED 13 ODER? LED 3 LED 8 LED 13 LED 4 LED 9 LED 14 LED 4 LED 9 LED 14 LED 5 LED 10 LED 15 LED 5 LED 10 LED 15 Abb. 8.14: Verbindung von LEDs in parallelen Ketten oder ein Grid-Array Der Vorteil eines Grid-Arrays besteht darin, dass, wenn eine LED ausfällt, nicht die ganze Säule von LEDs ausfällt, sondern nur die LEDs in derselben Reihe wie die ausgefallene LED überlastet werden. Fällt eine LED durch Kurzschluss aus, werden die LEDs in derselben Reihe nicht mehr leuchten, aber der durch die restlichen LEDs fließende Strom bleibt immer noch korrekt. Wenn es darauf ankommt, dass eine Lampe mit 15 LEDs zuverlässig arbeitet und dass sie weiterhin Licht ausstrahlt, selbst wenn einzelne LEDs durch einen offenen Kreis oder Kurzschluss ausfallen, dann ist die Grid-Array-Lösung der beste Weg, die LEDs zu verschalten. 200 210 Der Nachteil eines Grid-Arrays besteht darin, dass es sich bei der VF in jeder Reihe um einen Durchschnittswert handelt und die Toleranz von ±20% in einzelnen LED-Durchlassspannungen bedeuten kann, dass nicht alle LEDs dieselbe Helligkeit aufweisen. Dies kann zu lokalen Überhitzungsstellen und einer verringerten LED-Lebensdauer einiger LEDs und auch den ästhetischen Anspruch verletzten (z.b. man stelle sich eine Designerlampe vor wo manche LEDs deutlich dunkler leuchten als andere). Wenn es wichtig ist, dass eine Lampe mit 15 LEDs eine sehr gleichmäßige Lichtleistung ohne lokale Überhitzungsstellen aufweist, dann ist eine Schaltung der LEDs in parallelgeschalteten Ketten die beste Lösung. Wenn sowohl die Ausfallsunempfindlichkeit als auch eine gleichmäßige Lichtleistung wesentlich sind, dann ist es am besten, drei Ketten und drei 350-mA-Treiber zu verwenden! 8.7 Dimmen von LEDs Wenn LEDs gedimmt werden sollen sei es durch 1-10V Analogspannung, -Phasenanschnittsteuerung, Stromnetz (power-line), Digitaleingänge wie DALI oder eine WLAN-Verbindung dann gibt es tatsächlich nur zwei Möglichkeiten, den Ausgang einer LED zu dimmen: entweder durch lineares Reduzieren des Stroms durch die LED (Analogdimmung) oder durch deren sehr schnelles Ein- und Ausschalten mit verschiedenen Impuls-Pausen-Verhältnissen (PWM-Dimmung). Obwohl beide Verfahren denselben Effekt erreichen, gibt es wichtige Unterschiede in der Art und Weise, wie sie in der Praxis arbeiten. Daher ist die richtige Wahl des Verfahrens zur Dimmung für viele Anwendungen von entscheidender Bedeutung Analoges Dimmen gegenüber PWM-Dimmen Eine LED arbeitet in einem sehr engen Durchlassspannungsbereich. Eine typische, lichtstarke Einzelchip-LED beginnt bei ca. 2,5V zu leuchten, erreicht 10% Helligkeit bei 2,7V und volle Helligkeit bei 3,1V. Die Aufgabe eines Konstantstrom-LED-Treibers besteht darin, die an der LED angelegte Spannung kontinuierlich abzugleichen, um den Strom durch sie konstant zu erhalten, obwohl die LED mit der Temperatur und Zeit driftet. Um die Stabilität zu erhöhen, wird der Strom in der Regel durch Messung der Spannung an einem niederohmigen Serienwiderstand und Zuführung des Ergebnisses in eine analoge Rückführungsschleife mit einer relativ langsamen Ansprechzeit überwacht. tanaloges Dimmen lässt sich dann leicht einführen, indem man eine Komparatorstufe in die Rückführungsschleife einfügt. 201 211 Komparator Strommesswiderstand Spannungs- Regler LED Dimmsteuerung Verstärker Abb Analoge Dimmsteuerung Analoges Dimmen kann außer bei den extremen Einstellwerten bei fast voller Helligkeit oder fast voller Dunkelheit sehr lineare Dimmkurven liefern. Auf den hellsten Dimm-Niveaus können Sättigungseffekte im Komparator nichtlineares Ansprechen erzeugen, während auf den dunkelsten Lichtniveaus der Strom durch den Shuntwiderstand so niedrig ist, dass die Eingangsoffsetspannungen im Messverstärker zu einer wesentlichen Fehlerquelle werden. Das Gesamtergebnis ist unvermeidliches nichtlineares Dimmen in den unteren und den oberen 3% des Dimmungsbereichs, und dies gilt sogar für einen mit Sachverstand entwickelten Analogdimmung-Schaltkreis. 100% Nichtlinear (Ungenaugkeit des Komparators) Dimmspannung Linearer Abscnitt 0% Nichtlinear (Ungenauigkeit des Verstärkers) LED-Strom Abb. 8.16: Nichtlinearitäten von analogem Dimmen Eine Alternative zu analogem Dimmen ist PWM-Dimmen. Hierbei sind zwar auch ein Serienwiderstand und ein Strommessverstärker erforderlich, um den maximalen durch die LED fließenden Strom zu überwachen, aber die angelegte LED-Spannungsquelle wird mit einem PWM-Signal ein- und ausgeschaltet. Diese Vorgehensweise wird aufgrund ihrer Einfachheit sehr häufig bei Einzelchip-LED-Treibern wendet. 202 212 Spannungsregler Dimmsteuerung EN LED Reaktionszeit Verstärker Entladezeit Strommesswiderstand Abb. 8.17: PWM-Dimmungssteuerung PWM-Dimmen ist nicht so linear wie analoges Dimmen. Wenn der PWM-Steuereingang nach unten geht, schaltet die Ausgangsspannung nicht sofort aus, da sich die Ausgangskapazität durch die LED-Last entladen muss. Wenn der PWM-Eingang nach oben geht, hat der Spannungsregler eine verzögerte Ansprechzeit auf den Freigabeeingang, da er sich zuerst einschalten muss. Diese Ein- und Ausschaltverzögerungen bedeuten, dass relativ niederfrequente PWM-Signale (einige Hundert Hz) verwendet werden müssen und das Ansprechverhalten des Dimmens nichtlinear ist. In vielen Konstruktionen bedeuten diese Verzögerungen, dass PWM-Dimmen unter 10% nicht möglich ist, weil der Treiber nicht rechtzeitig auf das kurze Eingangssignal reagieren kann. 100% = Reaktionszeit Dimmspannung 80% 10% 10% 0% Mindestgrenze (Reaktionszeit) LED-Strom Abb. 8.18: Nichtlinearitäten beim PWM-Dimmen Eine Alternative zur Ansteuerung des Freigabeeingangs mit dem PWM-Dimmsignal besteht darin, die Masseverbindung an der LED-Kette durch einen FET zu unterbrechen. 203 213 Da der FET viel schneller als die Stromregler-Rückführungsschleife reagiert, ist tiefes Dimmen unter 5 % möglich. Wenn die LED-Last jedoch abgeschalten wird, schwebt der Ausgang bis zum maximalen Grenzwert, weshalb die Stromregelung einige Zeit zur erneuten Stabilisierung benötigt, wenn die LED wiedereingeschalten wird. Dieser Stromüberschusseffekt tritt in jedem PWM Zyklus auf. Daher muss die Langzeitwirkung auf die Lebensdauer der LED beachtet werden. Dimmsteuerung Spannungsregler Vout max 100% Überregelung Strommesswiderstand Verstärker LED Entlade-/ Regelungsansprechzeit Dimmspannung 0% Nichtlinear infolge von Überstromspitzen Abb. 8.19: Schalt-Dimmen Nicht minimaler Grenzwert LED-Strom Wahrgenommene Helligkeit Nachdem wir erkennen mussten, dass es keine ideale Methode für das Dimmen von LEDs gibt, stoßen wir auf das nächste Problem: unsere Augen. Die menschliche Wahrnehmung von Helligkeit ist nichtlinear. Bei schwachen Lichtpegeln öffnet sich unsere Regenbogenhaut automatisch, um mehr Licht einzulassen daher nehmen wir LEDs heller wahr, als ein einfacher Lichtmesser es anzeigen würde. Um das Verhältnis zwischen wahrgenommener und gemessener Helligkeit auszurechnen, nimmt man die Quadratwurzel aus dem gemessenen Normlicht, z. B. würde eine auf ein Viertel (0,25) des LED-Nennstroms gedimmte LED für unsere Augen 0,25 = 0,5 oder halb so hell erscheinen. Obwohl sich fast alle Hersteller von LED-Treibern sehr darum bemühen, ihre Dimmer möglichst linear und mathematisch genau zu dimmen, bevorzugen unsere Augen die nichtlineare Kurve der natürlichen Glühlampe, da sie unserer Helligkeitswahrnehmung sehr viel näher kommt als das lineare Ansprechen der LEDs. Auf dem LED-Markt ist zurzeit die Nachfrage nach Linearität größer als nach Natürlichkeit, da dies die Abstimmung von verschiedenen Lichtarten einfacher macht. In Zukunft könnte sich dies jedoch ändern, da der Markt reifer und die Nachfrage nach natürlicherem Dimmen größer werden wird. 100% Gemessene Helligkeit LED AUGEN GLÜHBIRNE 10% 0% 0% LED-Strom 100% 204 Abb. 8.20: Menschliche visuelle Wahrnehmung 214 8.7.3 Abschlusswort zum Dimmen Das LED-Dimmen mag von vielen Lieferanten von Vorschaltgeräten als "eine beschlossene Sache" präsentiert werden; selbstbewusst schreiben sie Spezifikationen wie Dimm-Verhältnisse von 1:1000 in ihre Datenblätter, obwohl ihre Ausgangsgenauigkeit nur +/-5% (1:20) beträgt, aber diese kurze Erörterung zeigt, dass genaues, lineares und flimmerfreies LED-Dimmen immer noch keine Selbstverständlichkeit ist, ungeachtet vieler Tausender von verschiedenen dimmbaren LED-Treibern auf dem Markt. Da sich die LED-Technik jedoch ständig weiterentwickelt, um mehr Licht für weniger Strom anzubieten, interessieren sich die Anwender weniger für verfügbare Lichtleistung und mehr für die Steuerung dieser Leistung. Somit werden dimmbare LEDs immer mehr zum Standard umso mehr, weil neue Faktoren, wie z. B. die Energieeffizienzrichtlinien, zunehmend dimmbare Beleuchtung fordern, um den Stromverbrauch zu verringern. 8.8 Thermische Überlegungen Hochleistungs-LEDs benötigen gute Wärmeableitung, wenn sich ihre tatsächliche Lebensdauer der im Datenblatt angegebenen nähern soll. Die erste Frage könnte sein, warum LEDs mit hohem Wirkungsgrad heiß werden? Es scheint unlogisch, dass eine LED mit einer Lichtausbeute von ca. 50 Lumen-per-Watt ein sorgfältigeres Wärmedesign als beispielsweise ein Scheinwerfer mit einem Bruchteil des Wirkungsgrades benötigt. Das folgende Beispiel kann helfen: Ein Halogenstrahler mit 100W liefert 5W nützliches Licht. Aus den restlichen 95W aufgenommener Leistung werden ca. 80W im Infrarotbereich ausgestrahlt und nur 15W als Wärme an den Beleuchtungskörper geleitet. Eine 50-W-LED-Beleuchtung liefert ebenfalls 5W nützliches Licht. Aber die restliche Leistung von 45W wird als Wärme an das Gehäuse abgeleitet. Obwohl die Lichtausbeute der LED-Beleuchtung also doppelt so hoch ist, wie die der Glühlampe, muss ein Gehäuse entwickelt werden, das fast dreimal soviel Wärmeabfuhr sicherstellt. Ein anderer wichtiger Unterschied zwischen Glühlampen- und LED-Lichtquellen besteht darin, dass sich die Glühlampe, um zu arbeiten, auf hohe Temperaturen verlässt (der Glühfaden leuchtet schließlich in Weißglut), während die LED-Lebensdauer stark beeinträchtigt wird, wenn die Sperrschichttemperatur im Halbleiterkristall der LED über 100 C ansteigt. Sperrschichttemperatur <100 C C C >125 C LED-Lebensdauer B50/50% der Überlebensrate 1 3 7* 10* Tabelle 8.2: LED-Lebensdauer gegenüber Sperrschichttemperatur C Normierte Lichtleistung LED-Sperrschichttemperatur ( C) Abb. 8.21: LED-Lichtstrom gegenüber LED- Sperrschichttemperatur 205 215 Auch Hochleistungs-LEDs verlieren Lichtausbeute mit ansteigender Sperrschichttemperatur. Die im Datenblatt angegebenen Lichtleistungszahlen werden normalerweise nur für 25 C angegeben. Bei einer Sperrschichttemperatur von 65 C fällt die Lichtleistung normalerweise um 10%, und bei 100 C gehen 20% Helligkeit verloren (Abb. 8.21). Somit läuft eine mit Sachverstand entwickelte LED-Lampe bei einer maximalen Temperatur des LED-Grundkörpers von ca. 65 C. Eine Möglichkeit sicherzustellen, dass die LED-Temperatur nicht auf einen zu hohen Wert ansteigt, besteht darin bei ansteigender Temperatur ein Derating anzuwenden. Das nächste Kapitel gibt einige praktische Beispiele. 8.9 Temperatur-Derating Eine LED kann nur konsequent unter Vollleistung laufen, wenn die Wärmeableitung adäquat ist und die Umgebungstemperatur innerhalb der angemessenen Grenzen bleibt. Steigt die Temperatur des LED-Grundkörpers auf einen zu hohen Wert an, müssen Vorkehrungen getroffen werden, um die interne Verlustleistung zu reduzieren LED-Strom (ma) LED-Temperatur ( C) Abb. 8.22: Typische LED-Temperatur-Derating-Kurve Abb zeigt ein ideales LED-Strom vs. Temperatur-Verhältnis. Bis zur vom Hersteller angegeben maximalen Arbeitstemperatur bleibt der LED-Strom konstant. Wenn die LED-Temperatur den Grenzwert überschreitet, wird der Strom und somit die Leistung reduziert, die LED wird gedimmt um sie vor Überhitzung zu schützen. Diese Kurve nennt man "Derating-Kurve"; sie hält die LED im Betrieb innerhalb ihrer sicheren Verlustleistungsgrenzen. Die 55 C "Schwellen"-Temperatur in obigem Diagramm ist die Grundkörper- oder Kühlkörpertemperatur die LED selbst wird normalerweise 15 C wärmer (d. h. 70 C) und die interne Sperrschichttemperatur nahezu 35 C wärmer (d. h. 90 C). Somit ist 55 C eine sichere Leistungsgrenze, obwohl sie auf ein Maximum von 65 C für leistungsfähige LED-Lampen erhöht werden könnte. 206 216 8.9.1 Hinzufügen von automatischem Temperatur-Derating zu einem LED-Treiber Verfügt ein LED-Treiber über einen Dimmeingang, dann kann man leicht einen externen Temperatursensor und einige externe Stromkreise hinzufügen, um die gewünschte Derating-Kennlinie wiederherzustellen, wie in Abb gezeigt. Der LED-Treiber der Serie RCD-24 von Recom verfügt über zwei verschiedene Dimmeingänge und ist somit ein idealer Kandidat, um die verschiedenen Möglichkeiten zu erklären, wie Übertemperaturschutz in einen LED-Treiberkreis integriert werden kann Übertemperaturschutz durch Verwendung eines PTC-Widerstands Ein Thermistor ist ein Widerstand, der seine Größe mit der Temperatur ändert. Steigt der Widerstand mit ansteigender Temperatur an, weist er einen positiven Temperaturkoeffizienten (PTC) auf. Es gibt PTC-Thermistoren mit einer sehr nichtlinearen Kennlinie (Abb. 8.23) Widerstand (Ohm) Umgebungstemperatur ( C) Abb. 8.23: Typische Widerstand-Temperatur-Kurve von PTC-Thermistoren Solange die Temperatur unter einem gegebenen Schwellenwert bleibt, in diesem Fall 70 C, weist der PTC-Thermistor einen relativ stabilen Widerstand in der Größenordnung von ca. hundert Ohm auf. Über diesem Schwellenwert steigt der Widerstand sehr schnell an: bei 80 C beträgt der Widerstand 1kΩ; bei 90 C 10kΩ und bei 100 C 100kΩ. Praktischerweise sind viele PTC-Thermistoren auch mit einer mechanischen (Schraub)Befestigung erhältlich, die zur Temperaturüberwachung sehr leicht am Kühlkörpergehäuse der LED-Beleuchtung angebracht werden kann. Dieses Ansprechverhalten kann verwendet werden, um eine sehr einfache, preiswerte und zuverlässige Übertemperaturschutzschaltung unter Verwendung eines analogen Dimmeinganges der LED-Treiber der Serie RCD-24 herzustellen (Abb und Abb. 8.25). Der analoge Dimmeingang wird durch eine externe Spannung angesteuert. Wenn die Eingangsspannung festgelegt ist, sind lediglich ein PTC-Thermistor und zwei Spannungsteilerwiderstände als einzige zusätzliche Komponenten erforderlich, um eine automatische Temperatur-Derating-Funktion zu realisieren. 207 217 Wenn andere Derating-Temperaturpunkte erforderlich sind, sind PTC-Thermoresistoren mit verschiedenen Temperaturschwellen in 10 C-Schritten von 60 C bis zu 130 C erhältlich. Daher ist es einfach eine Frage der Auswahl des richtigen Teils, um den Spezifikationen der LED zu entsprechen. Ist die Eingangsspannung variabel, dann kann eine Zenerdiode oder ein Linearspannungsregler hinzugefügt werden, um eine stabile Vergleichsspannung zu gewährleisten. 24Vdc LED LED 470k Analoges Dimmen 1 7 RCD k PTC GND Abb. 8.24: PTC-Thermistorkreis LED-Strom (ma) LED-Temperatur ( C) Abb. 8.25: Resultierende LED-Derating-Kurve (rote Linie) Übertemperaturschutz unter Verwendung von analogem Temperatursensor-IC Es sind viele IC-Temperatursensoren, die über einen temperaturlinearen Ausgang verfügen, erhältlich. Sie kosten nicht viel mehr als PTC-Thermistoren und haben den Vorteil, dass ihre Linearität und Offsets sehr genau sind, weshalb eine Temperaturüberwachung mit <1 C Auflösung möglich ist. Um eine nützliche Steuersignalspannung zu erzeugen, muss der Ausgang verstärkt werden. Daher werden sie am häufigsten mit einer Operationsverstärkerstufe verwendet. Die unten vorgeschlagene Schaltung (Abb. 8.26) verwendet einen gebräuchlichen Temperatursensor IC und einen Operationsverstärker. Ähnliche Produkte sind von vielen anderen Herstellern erhältlich. Der Ausgang der Schaltung wird an den analogen Spannungsdimmeingang der RCD-Treiber-Serie angeschlossen. Dieser Steuereingang dimmt die LED-Helligkeit je nach der am Pin vorhandenen Spannung linear. 208 218 Im Schaltkreis unten versorgt der Temperatursensor die lineare Ausgangsspannung je nach Umgebungstemperatur. Der Ausgang ist auf 10mV/ C + 600mV vorkalibriert, sodass die Ausgangsspannung bei 55 C 1,15V beträgt. Der Operationsverstärkerblock enthält zwei Kleinleistungs-Operationsverstärker und eine präzise Spannungsreferenz von 200mV. Die Offset-Voreinstellung gleicht den Offset auf 1,15V ab, und die Verstärkung ist so eingestellt, dass die LED bei 100 C mit 50% Nennstrom läuft. Der Vorteil dieser Schaltung besteht darin, dass nur ein Aufbau benötigt wird, um verschiedene LED-Charakteristiken von unterschiedlichen Herstellern zu kompensieren, da der Maximalwert der Derating-Kurve einstellbar ist. 1 LED RCD LM60 Temp. Sensor n LED V REF 10k 10k 10k LM k 10k 200mV 6 4 Abb. 8.26: Analoge Übertemperaturschutzschaltung LED-Strom (ma) LED-Temperatur ( C) Abb. 8.27: Resultierende LED-Derating-Kurve (rote Linie) 209 219 8.9.4 Übertemperaturschutz unter Verwendung eines Mikrocontrollers Die zweite Möglichkeit des Dimmeingangs der RCD-Serie ist der PWM-Eingang. Impulsbreitenmodulation verwendet ein digitales Signal zur Steuerung der Helligkeit der LEDs, das die LEDs so schnell ein- und ausschaltet, dass dies für das menschliche Auge nicht sichtbar ist. Wenn die LED längere Zeit AUS bleibt als EIN, erscheint sie gedimmt. Wenn die LED längere Zeit EIN als AUS bleibt, dann erscheint sie hell. Der PWM-Eingang antwortet auf den Logikeingang und ist daher für die Anbindung eines Digitalreglers ideal. Es gibt einige ICs, die eine Temperatur direkt in ein PWM-Signal umwandeln (z. B. einige Lüfterregler, MAX6673, TMP05 usw.). Jedoch ist etwas eingebaute Intelligenz normalerweise erforderlich, um die Temperaturschwelle einzustellen und das PWM- Signal auf die Derating-Kurve der LED abzustimmen. Deshalb ist es häufig einfacher, einen Mikrocontroller zu verwenden. Der Schaltungsvorschlag unten (Abb. 8.28) verwendet einen Mikrocontroller, um bis zu acht LED-Treiber zu überwachen und zu steuern. Da nur sechs Ein- und Ausgangsanschlüsse verwendet werden, kann die Schaltung leicht erweitert werden, um mehr LED-Treiber zu steuern, oder es könnte durch Verwendung der freien Ports ein Fernüberhitzungsalarm hinzugefügt werden. In diesem Beispiel wird die Temperaturmessung mittels MAX6575L/H ICs, die Kleinleistungs-Temperatursensoren sind, realisiert. Bis zu acht Temperatursensoren können eine Dreidraht-Schnittstelle teilen. Temperaturen werden mittels Messung von Zeitverzögerung zwischen dem durch den Mikroprozessor initiierten Triggerimpuls und der Abfallflanke der nachfolgenden Impulsverzögerungen abgelesen, wie von den Geräten ermittelt. Verschiedene Sensoren an derselben Ein- und Ausgabeleitung verwenden verschiedene Multiplikatoren für die Wartezeit, um eine Überlappung der Signale zu vermeiden. Eine ähnliche Konstruktion könnte ebenso leicht mit anderen Temperatursensoren von verschiedenen Herstellern eingebaut werden z. B. der TPM05 im Verkettungsmodus. Der ansprechbare Kleinleistungs-Latchflipflop 74HC259 kann mit einem Rückstellimpuls zurückgesetzt werden, womit alle LED-Treiber eingeschalten werden. Der Mikroprozessor kann dann jeden Ausgang nach einer angemessenen Zeitverzögerung individuell einstellen, um acht PWM-Signale zu erzeugen und jeden LED-Treiber unabhängig zu steuern. 0.1µ TS1 TS0 Vdd I/O GND TS1 TS0 Vdd I/O GND 0.1µ 10k I/O Vdd Mikroprozessor GND I/O I/O I/O I/O D EN A B C R Vdd 74HC GND RCD PWM RCD PWM LED LED K K Abb. 8.28: Mikroprozessorgesteuerter PWM-Regler für bis zu acht LED-Treiber 210 220 8.10 Korrektur der Helligkeit So wie die Temperaturmessung in einem Regelkreis verwendet werden kann, um die LED-Temperatur konstant zu halten, kann ein Lichtaufnehmer verwendet werden, um die Lichtleistung der LED konstant zu halten. Alle LEDs verlieren Lichtausbeute im Laufe der Zeit: C normierte Lichtleistung Extrapolation 10kh Stunden Abb. 8.29: Verlust von Lichtleistung im Laufe der Zeit Wenn in einem Zimmer eine LED-Lampe angebracht wird und dann zwei Monate später eine identische Lampe hinzugefügt wird, wird die neue Lampe fast 5% heller sein. Eine Lösung dieses Problems besteht darin, die Nennlichtleistung durch Verwendung eines Lichtaufnehmers auf 95% herabzusetzen, z. B. eine Fotodiode wie in Abb gezeigtem Beispiel. Die Anschlussleitungen der Fotodiode müssen kurz gehalten werden, um das Eindringen von zu viel Rauschen im Schaltkreis zu vermeiden. R1 sollte so gewählt werden, dass die Ausgangsspannung des Rail-to-Rail-Operationsverstärkers ICL7611 ca. 200mV beträgt, wenn die LED-Lampe neu ist. R 1 RCD LED - + 5V ICL7611 n LED Abb. 8.30: Lichtaufnehmer-Rückkopplungskreis Da die LED die Lichtstromeffizienz mit der Zeit verliert, erhöht der Rückkopplungskreis den LED-Strom automatisch, um dies zu kompensieren. Das in Abb gezeigte Schaltungskonzept kann modifiziert werden, wenn sowohl eine stabile maximale Lichtleistung als auch Dimmen erforderlich sind. Der LED-Treiber der RCD-Serie ist nahezu einzigartig, da er über zwei Dimmeingänge verfügt, die beide gleichzeitig verwendet werden können. 211 221 Somit kann der analoge Dimmeingang für die Korrektur der LED-Helligkeit verwendet werden, während der PWM-Eingang zum unabhängigen Dimmen von LEDs eingesetzt werden kann. Abb zeigt ein Schaltkreiskonzept, das eine Track-and-Hold-Technologie verwendet, um den Rückkopplungsspannungspegel der Helligkeitskorrektur zu speichern, während die LED eingeschalten ist, den Pegel aber ignoriert, wenn die LED AUS ist. Somit ist die an den RCD übertragene Rückkopplungsspannung unabhängig vom PWM-Dimmeingang. Eine durch den Widerstand mit 10kΩ und den Kondensator mit 10nF gebildete geringe Verzögerung stellt sicher, dass die Ansprechzeit des LED-Treiberausgangs beachtet wird, bevor die Operationsverstärker-Ausgangsspannung gemessen und auf dem Kondensator mit 470nF gespeichert wird. Die genauen Bauteilwerte müssen für einzelne Anwendungen eventuell optimiert werden. on off PWM Dimmsteuerung CD k 10k 10n CD n RCD Analoge PWM 1 LED R1 + ICL7611-5V n LED Abb. 8.31: Dimmbarer Lichtaufnehmerrückkopplungskreis Eine andere verbreitete Anwendung für optische Rückführung ist ein Umgebungslichtsensor. Die Idee besteht darin, keine konstante LED-Lichtleistung zu haben, sondern die Umgebungslichtpegel zu messen und die LEDs tagsüber zu dimmen und die Helligkeit der LEDs allmählich zu erhöhen, wenn es dunkelt wird, um den Lichtstrom konstant zu erhalten. Ein verbreiteter, preiswerter Lichtaufnehmer ist ein LDR oder lichtempfindlicher Widerstand. Dieser weist ein lineares Ansprechen auf den natürlichen Logarithmus des Helligkeitspegels auf (R = Lux e-b) und kann mit einigen Vorwiderständen leicht eingesetzt werden, um das gewünschte Umgebungslichtniveau einzustellen. 24Vdc 4k7 LDR* RCD LED 1 LED 7 Analog 1k 0.2k GND LDR* = 200R bei erforderlichem Helligkeitspegel Abb. 8.32: Umgebungslichtsensor-Rückkopplungskreis 212 222 8.11 Einige Schaltungskonzepte unter Verwendung eines RCD-Treibers 200k 5V 120k 0-4.5V 0-10V 1k2 1k0 100k - ICL k Analog RCD-24-xxx 1 n LED LED Abb. 8.33: 0 10V Dimmsteuerung (0V = 0 %, 10V = 100 %) So funktioniert es: Der Rail-to-Rail-Operationsverstärker wird als invertierender Verstärker konfiguriert. Der nichtinvertierende Eingang wird bei einer "virtuelle Masse"-Spannung von 2,25V durch die 120kund 100k-Widerstandsteilerkette gehalten. Beträgt die Eingangsspannung 0V, dann muss die Operationsverstärkerspannung 4,5V betragen, damit die Spannung am invertierenden Eingang des Opamp auch 2,25V beträgt. Beträgt die Eingangsspannung 10V, dann senkt der Eingangsspannungsteiler von 1k2 und 1k0 die Eingangsspannung der Verstärkerschaltung auf 4,5V. Nur wenn die Ausgangsspannung 0V beträgt, sind die Eingänge am Operationsverstärker ausgeglichen. Eine geringfügige Modifikation dieser Schaltung erlaubt Steuerspannungen von 1 bis 10V. 200k 5V 100k 0-4.5V 1-10V 1k0 1k0 100k 100k ICL7611 Analog RCD-24-xxx 1 LED n LED Abb. 8.34: 1 10 V - Dimmsteuerung (1 V = 0 %, 10 V = 100 %) So funktioniert es: Der Rail-to-Rail-Operationsverstärker wird als invertierender Verstärker konfiguriert. Der nichtinvertierende Eingang wird bei einem virtuellen Erdpotential von 2,5V durch die 100k-Widerstandsteilerkette gehalten. Beträgt die Eingangsspannung 1V, dann senkt der 1k 0-Eingangsspannungsteiler die Spannung am invertierenden Eingang des Opamp auf 0,5V. Nur wenn die Ausgangsspannung 4,5V beträgt, sind die Eingänge am Operationsverstärker ausgeglichen. 213 223 Beträgt die Eingangsspannung 10V, dann senkt der Eingangsspannungsteiler die *Spannung am invertierenden Eingang des Opamp auf 5V. Nur wenn die Ausgangsspannung 0V beträgt, sind die Eingänge am Operationsverstärker ausgeglichen. Variable Spannungsquelle 4k7 RCD LED+ Analog 4V7 10k GND LED- Abb. 8.35: Einfacher Potentiometer-Dimmer So funktioniert es: Wenn die Eingangsspannung (z. B. eine Batterie) nicht stabilisiert ist, dann muss die Eingangsdimmspannung geregelt werden. Eine einfache Zenerdiode ist alles, was benötigt wird, obwohl auch ein 5-V-Regler verwendet werden könnte, wenn eine sehr genaue Dimmsteuerung benötigt wird. RCD LED+ V REF Analog GND Variable Spannungsquelle LED- Abb. 8.36: Genauer Potentiometer-Dimmer PWM zu Analog: Der analoge Dimmeingang kann auch mit einem PWM-Signal angesteuert werden. Dies vermeidet die maximalzulässige Frequenz am PWM-Eingang und ist für Mikrocontroller, die auf internen Timern basierende PWM-Ausgänge besitzen und nicht einfach niederfrequente PWM-Signale ausgeben können, nützlich. Der Nachteil dieses Verfahrens besteht darin, dass die Ansprechzeit des LED-Ausgangs auf eine Änderung des Dimmniveaus länger ist, weil der Kondensator bis auf den Mittelwert des Eingangsspannungspegels geladen oder entladen werden muss. Variable Spannungsquelle Hochfrequentes (>10kHz) TTL-Pegel-PWM-Signal 1k0 100n Analog RCD LED+ GND LED- Abb. 8.37: PWM auf Analog-Dimmsteuerung 214 224 Handgesteuerte PWM-Generatoren: PWM-Signale verfügen über den Vorteil, dass die Signale über sehr lange Entfernungen ohne Verlust gesendet werden können und dass sie größtenteils nicht für interne Störungen anfällig sind. Es ist manchmal besser das PWM-Impuls-Pausen-Verhältnisses über eine Handsteuerung (z. B. Potentiometer) einzustellen, als das Signal in digitaler Form zu erzeugen. Die folgenden beiden Schaltungen sind Beispiele für einfache, universelle PWM-Generatoren für die RCD-Serie: 1N k 1N4148 1µF 24VDC Vcc GND Dis Trig 555 Output Thresh 10k 4k7 RCD-24-xxx PWM 1 LED Reset Cv 10n 100n 5.1V n LED Abb. 8.38: 555-gestützter PWM-Generator (Potentiometerregelung) 5VDC LED-Versorgung 0-5V PWM- Steuerung 10k + LM393-1M 1M 10k RCD-24-xxx PWM 1 LED 100nF n LED Abb. 8.39: Komparatorgestützter PWM-Generator (Potentiometer- oder Spannungsregelung) Schalten von LED-Ketten: Dieses Anwendungskonzept ermöglicht das ein- bzw. ausschalten von vier LED-Ketten mit einem 4-Bit-Steuersignal, ohne die aktiven Stränge zu übersteuern. Die Ketten können auch unabhängig voneinander gedimmt werden, ggf. unter Verwendung eines PWM-Dimmeingangs. 215 225 LED-Versorgung Dimm- Eingang +5V RCD-24-xxx Analog PWM First LED First LED First LED First LED 11k First LED First LED First LED First LED ICL k IRFD110 IRFD110 IRFD110 IRFD k 100k 10k 10k 10k 10k 100k 100k 100k Jeder Steuereingang, der auf Low ist, fügt 1,1 V zum Operationsverstärkerausgang hinzu, umgekehrt zieht jeder Steuereingang, der auf High (+5 V) ist, 1,1 V vom Ausgang ab. 1k1 1k1 1k1 3k9 3k9 3k9 3k9 1k1 EN Kette 4 EN Kette 3 EN Kette 2 EN Kette 1 Abb. 8.40: Schaltbare LED-Ketten mit LED-Stromausgleich S1 S2 S3 S4 Operationsverstärker Vout LED-Strom V 0mA V 250mA V 250mA V 500mA V 250mA V 500mA V 500mA V 750mA V 250mA V 500mA V 750mA V 500mA V 750mA V 750mA V 1000mA Tabelle 8.3: 4-Bit-Steuerelemente 216 226 RCD LED+ 4k3 10k 10k Analog LED- 4.5V 20k 20k 20k 20k 1k0 100n C B A Abb. 8.41: Schaltkreis LED-Hintergrundbeleuchtung C B A Analogeingang LED-Strom V 700mA V 600mA V 500mA V 400mA V 300mA V 200mA V 100mA V 000mA Tabelle 8.4: 3-Bit-Zweipunkteingang So funktioniert es: Das R2R-Widerstandsnetzwerk wandelt den 3-Bit-Binäreingang in eine 8-stufige Steuerspannung um. Der Vorteil dieser Schaltung gegenüber der vorhergehenden besteht darin, dass keine aktiven Komponenten benötigt und die R2R-Widerstandskette auf eine beliebige Anzahl von Bits erweitert werden kann, wenn eine höhere Auflösung erforderlich ist. R2R-Netzwerke sind als fertige Widerstandsnetzwerke in einem kompakten SIP-Format erhältlich. Dieser Typus eines Schaltkreises wird häufig als Regler für Hintergrundbeleuchtung verwendet, da acht Helligkeitsniveaus für die meisten Anwendungen in diesem Bereich ausreichend sind. 217 227 L 12-VAC- Transformator ca. 16Vdc 1000µF 25V 220n L200CV Com Ref Lim 1k0 0R5/1W 3k9 1N V/10Ah Blei-Säure- Batterie 10k Optionaler Dimmer 4k7 4.7V 10k RCD-24-xxx Analog On/Off LED+ N LED- 10k 10µF 10V Funktionsauswahl: Aus...Immer Aus Ein...Immer Ein Auto...LED schaltet sich ein, wenn die Netzstromversorgung fältt Aus Ein Auto Abb. 8.42: Diese Schaltung verwendet einen Niederspannungs- Netztransformator zum Laden einer Blei-Säure-Reservebatterie Eine lineare Vorregelung begrenzt sowohl die Ladespannung der Batterie als auch den maximalen Ladestrom, um es demselben Schaltkreis zu ermöglichen, sowohl eine entladene Batterie wiederaufzuladen als auch die laufende Nachladung einer vollständig geladenen Batterie durchzuführen. Der LED-Treiber kann umgeschalten werden, um die LED-Beleuchtung automatisch einzuschalten, wenn ein Netzeingang ausfällt. So funktioniert es: Der 12-VAC-Ausgang aus dem Transformator ist gleichgerichtet und geglättet, um den Linearregler mit ca. 16 VDC zu versorgen. Der Regler wird so eingestellt, dass er 13,8 V bei 1A maximalem Strom liefert, um eine 12-V-Blei-Säure-Batterie zu laden. Die Diode am Ausgang des L200 sperrt den Strom aus der Batterie in den Regler, wenn der Netzeingang abgeschaltet ist; da das Reglerreferenzeingangsignal jedoch nach der Diode abgenommen wird, hat es keine Auswirkung auf die Ausgangsspannung. Der Freigabeeingang des LED-Treibers des RCD kann auf drei Positionen geschaltet werden: AUS Der EIN/AUS-Eingang wird durch einen hochohmigen Widerstand auf 12V gezogen. Dies erlaubt es einem 12-V-Signal, einen 5-V-Eingang zu steuern. Diese Methode wird anstelle eines Spannungsteilers gewählt, weil der Teiler die Batterie mit der Zeit entladen würde. EIN Der Steuereingang wird offen gelassen, daher sind die LEDs EIN voreingestellt. AUTO Solange der Netzeingang aktiv ist, wird der 12-VAC-Ausgang durch den Widerstand mit 10kΩ und den Kondensator mit 10μF geglättet, um der Mittelspannung ca. 6VDC zu liefern, was den LED-Treiber blockiert. Wenn das Versorgungsnetz ausfällt oder ausgeschaltet wird, fällt diese Mittelspannung auf Null, und der Treiber wird aktiviert. Einfacher RGBW-Mischer: Die RGB-Mischer-Anwendungsschaltung, wie im Recom-Datenblatt angegeben, kann durch Einführung von RGBW-LEDs leicht erweitert werden. 218 228 219 Abb. 8.43: RGBW-Mischer 10k LED LED LED LED 1/4 LM324 IRFD110 10k 1/4 LM324 IRFD110 10k 1/4 LM324 IRFD110 10k 1/4 LM324 IRFD110 50k Dim 47k 4.7V 16V-30V RCD Analog 10k 10k 10k 0.22µF 16V-30V 4k7 4k7 16V~30V BLAU GRÜN ROT Weis 50k Blau 50k Grün 50k Rot 50k Weis 0V 0V/3 2V/3 100µF 1k + - 1k 229 9. DC/DC-Anwendungsideen 9.1 Einleitung Viele Anwendungen erfordern eine DC/DC-Spannungswandlung. So viele, dass nach Einschätzungen der Weltmarkt bis zum Jahre 2020 die 35-Milliarden-Dollar-Marke überschritten haben wird. Für viele Anwendungs-Entwickler ist aber der DC/DC-Wandler eine "Blackbox"; eine Komponente zur Erfüllung einer Funktion - genau wie andere Komponenten auch, wie z. B. eine Induktivität oder ein Transistor. Als Allzweck-Funktionsblock kann man DC/DC-Wandler überall bzw. da, wo man sie gerade benötigt, verwenden; es gibt keinen "typischen" Einsatzbereich. Dieses abschließende Kapitel untersucht einige ungewöhnlichere Möglichkeiten, wie DC/DC-Wandler verwendet werden können und soll veranschaulichen, wie breit der Anwendungsbereich für DC/DC-Wandler ist. 9.2 Polaritätswechslung Ein isolierter DC/DC-Wandler besitzt einen potentialfreien Ausgang. Gleichermaßen legitim ist es, sich vorzustellen, dass er einen potentialfreien Eingang hat. Deshalb kann jeder isolierte DC/DC-Wandler verwendet werden, um die Polarität einer Versorgungsspannung zu invertieren. Wenn keine Isolation benötigt wird, aber ein gemeinsamer Referenzpunkt, dann kann jeder Ausgang mit jedem Eingang sowie mit jeder gewünschten Referenzspannung verbunden werden. Die nächste Abbildung zeigt einige in Frage kommende Konfigurationen, um aus positiven Eingangsspannungen negative Ausgangsspannungen zu erzeugen und umgekehrt. Isolierter DC/DC-Wandler Isolierter DC/DC-Wandler -48Vdc V IN - +5Vdc V IN - V IN + V OUT + +5Vdc 0Vdc V IN + V OUT + 0Vdc V OUT - 0Vdc V OUT - -15Vdc von -48V auf +5V -Wandler -15V aus +5V -Versorgung Abb. 9.1a + 9.1b: Beispiele der Umpolung unter Verwendung isolierter Wandler Eine Anwendung für - von -48V auf +5V -Wandler könnte ein GSM-Sendermodul sein, das aus einer Telefonleitung gespeist wird (zusätzliche Begrenzungsschaltungen für die Eingangsspannung könnten benötigt werden, um gegenüber dem Anrufsignal von 90V abzusichern). Eine Anwendung für die Versorgung +5 auf -15V kann die negative Spannungsversorgung für Analogschaltungen wie Operationsverstärker oder Analog-Digital-Wandler gewährleisten. Es ist auch möglich, einen Schaltregler zu verwenden, um aus einer positiven Eingangsspannung eine negative Ausgangsspannung bereitzustellen. Dies funktioniert, weil der Abwärtsschaltregler die Ausgangsspannung auf den gemeinsamen Pin bezieht, aber nur die Spannungsdifferenz betrachtet, nicht jedoch die absolute Spannung. Wenn der Ausgang geerdet ist und der gemeinsame Pin unverbunden gelassen wird, wird der 220 230 gemeinsame Pin negativ,um die korrekte Spannungsdifferenz aufrechtzuerhalten. Abb. 9.1a zeigt ein Anwendungsbeispiel, in dem ein positiver 5-V-Schaltregler verwendetwerden kann, um aus dem positiven 5-V-Eingang einen negativen 5-V- Ausgang zu erzeugen: eine Schaltungsvariante die mit einem linearen Spannungsregler unmöglich ist. +5Vdc Nichtisolierter DC/DC-Wandler Nichtisolierter DC/DC-Wandler 8V - 18V + - Batterie V IN + V OUT + 0Vdc V IN + V OUT + +12Vdc 10µF Com 10µF 10µF Com 10µF -5Vdc 0Vdc Abb. 9.2a und 9.2b: Beispiele nicht isolierter Positiv-zu-Negativ-Wandler Eine weitere Anwendung für den nichtinvertierenden Positiv-zu-Negativ-Wandler ist als Ausgangsspannungsregler der 12-V-Batterie (Abb. 9.2b). Da der Schaltregler die Eingangsspannung wie die Differenz zwischen einer positiven Eingangsspannung und der erzeugten negativen Ausgangsspannung betrachtet, kann der Schaltkreis eine stabile 12-V-Ausgangsspannung gewährleisten, selbst wenn die Batteriespannung nur 8V beträgt (weil die Eingangsspannung, soweit sie den Wandler betrifft, 8V + 12 = 20V beträgt, was immer noch ausreichend ist, um einen 12-V-Ausgang zu regeln). Die obere Eingangsspannungsgrenze wird durch die sichere maximale Eingangsspannung des Schaltreglers minus der Ausgangsspannung festgelegt, das heißt VMAX 2V (2V ist die Sicherheitsreserve) - V OUT, was für einen RECOM R-7812-Regler (32V 2V) 12V = 18V ergibt. Deshalb liefert dieser Schaltkreis einen stabilen 12-V-Ausgang aus einem Eingang von 8V bis 18V. Man beachte bitte, dass der Batterie-Minuspol der Anschluss für den +12V-Ausgang ist. Dieser ungewöhnliche Schaltkreis funktioniert nur, weil die Batterie in Bezug auf Masse schwebend ist. Wird ein Batterieladegerät während dem Betrieb dieser Schaltung angeschlossen, dann muss der Ausgang des Ladegeräts auch in Bezug auf Masse schwebend sein, um Kurzschlüsse zu vermeiden. 9.3 Spannungsverdoppler Es gibt DC/DC-Anwendungen, bei denen keine Isolation erforderlich ist, aber eine höhere Ausgangsspannung als die Eingangsspannung benötigt wird. Das folgende Beispiel in Abb. 9.3 zeigt einen Spannungsverdoppler, der bei doppelter Leistung des DC/DC-Wandlers die doppelte Eingangsspannung erzeugt: Isolierter DC/DC-Wandler +12Vdc V IN + 0Vdc V IN - V OUT + +24Vdc V OUT - "+12 V zu +24 V"-Wandler (unter Verwendung eines 12-V-Ausgangswandlers) 0Vdc Abb. 9.3: Leistungsverdoppler 221 231 Wurde der DC/DC-Wandler auf 15 W (z. B. RP S) ausgelegt, dann liefert sein Ausgang bei 1,25A 12V. Diese Ausgangsspannung kommt jedoch zur Eingangsspannung von 12V hinzu. Deshalb betrachtet die Last 24V bei 1,25A bzw. 30W. Eine typische Anwendung besteht in solchen Fällen, in denen aus einer stabilen 12-V-Versorgung zum Speisen einer Pumpe oder Leistungsspule 24VDC erzeugt werden müssen, der zur Verfügung stehende Platz oder das Entwicklungsbudget jedoch einen größeren und teureren Leistungs-DC/ DC-Wandler ausschließen. Da ein RP15 nur 1 x 1 groß ist, kann mit diesem Schaltkreis eine sehr kompakte 30-W-Stromversorgung realisiert werden. 9.4 Kombination von Schaltreglern und DC/DC-Wandlern DC/DC-Wandler können kombiniert werden, um von den Vorteilen jeden Typs zu profitieren, oder in Reihe geschaltet werden, um die Ausgangsspannung oder Isolation zu erhöhen. Den Kombinationsmöglichkeiten sind fast keine Grenzen gesetzt. Daher zeigen wir hier nur einige wenige Beispiele. Beispiel 1: Dieses Beispiel bezieht sich auf eine 5-V-Versorgung, die in einem Gabelstapler verwendet wird. Die Batteriespannung beträgt nominell 48V, und die Stromversorgung sollte in einer Anzeigetafel mit sehr begrenztem Platz eingebaut werden. RECOM stellt die Schaltregler-Serie R-78HB für hohe Eingangsspannungen her, wobei der Ausgangsstrom jedoch auf 0,5A begrenzt und damit viel zu niedrig für den für die Anzeigetafel erforderlichen Strom (1A) ist. Was benötigt wird, ist die Kombination einer hohen Eingangsspannung mit einem hohen Ausgangsstrom: Nichtisolierter DC/DC-Wandler Nichtisolierter DC/DC-Wandler 500mA V IN + V OUT + V IN + V OUT + 1A 48V Batterie C 1 10µF Com C 2 10µF Com 0Vdc R-78HB V zu +15V -Wandler (mit 92% Wirkungsgrad) R V zu +5V -Wandler (mit 90% Wirkungsgrad) Abb. 9.4: Kaskaden-Schaltregler Die Batteriespannung kann variieren von 65V beim Laden bis runter auf 20V wenn sie entladen ist. Dieser Spannungsbereich liegt noch innerhalb des Bereiches von 4:1 eines isolierten 5W-Wandlers (z. B. REC5-4805SRWZ in DIP24). Da bei dieser Anwendung aber keine Isolation benötigt wird, könnte die Lösung auch in der Verwendung zweier nichtisolierter Wandler in Serie liegen. Dies erfüllt dieselbe Funktion, ist aber preiswerter und benötigt weniger Grundfläche. Der vordere Regler R-78HB15 senkt die Nennspannung der 48-V-Batterie wirksam auf 15V, begrenzt den Strom aber auf 500mA. Der zweite R-7805-Regler liefert 5V bei 1A, zieht aber nur 370mA vom ersten Regler. Der durchschnittliche Eingangsstrom für einen Schaltregler kann unter Verwendung des folgenden Verhältnisses berechnet werden: IIN = VOUT VIN x IOUT η η, where = efficiency Gleichung 9.1: Berechnung des Schaltreglerseingangsstroms 222 232 Für dieses Beispiel zieht der R-7805 IIN = 5/15 1/0,9 = 0,37 A vom ersten Regler. Der Gesamtwirkungsgrad beträgt > 82%, und die Stromversorgung benötigt nur 21 12mm Platinenfläche (ca. 1/3 der Größe eines DIP24-Gehäuses). Alternativ können diese beiden Regler flach liegend auf der PCB montiert werden, um eine Gesamthöhe von weniger als 8mm zu erreichen. Da die Leerlaufstromaufnahme unter 5mA liegt, ist kein Ein/Aus-Schalter notwendig. Obwohl die Schaltregler der Serie R-78 für den Normalbetrieb keine externe Beschaltung erfordern, ist eine entsprechende Beschaltung, wie folgend, für diese Anwendung zu empfehlen. Der Eingangskondensator C1 hilft, den Regler R-78HB vor schnellwirkenden Einschwingspannungen (Transienten) und Spitzen, hervorgerufen durch Laständerungen an der Batterie, zu schützen (sog. Load-Dump-Schutz). Ein geringwertiger Elektrolytkondensator mit hohem ESR arbeitet am besten, weil sein Innenwiderstand als Snubber-Netzwerk wirkt. Der zweite 10-μF-Kondensator C 2 ist erforderlich, weil der Regler R für Anwendungen mit hohen Anlaufströmen Spitzenströme von bis zu 3A liefern kann. C2 hilft, diesen vorübergehenden Zusatzstrom zu liefern. Ein MLCC mit niedriger ESR wäre eine gute Wahl. Beispiel 2: Wenn Isolation benötigt wird, kann der zweite Abwärtsschaltregler durch einen isolierten DC/DC-Wandler ersetzt werden. In diesem zweiten Anwendungsbeispiel sind die Anforderungen etwas anders. Die Anwendung ist eine Batterie-Ladezustandsüberwachung. Die Eingangsspannung sollte eine universelle Gleichspannung sein, sodass 12-V-, 24-V-, 28-V-, 36-V- oder 48-V-Batterien überwacht werden können. Der Ausgang muss ein isoliertes Stromschleifensignal mit 4 bis 20mA sein, dass über lange Entfernungen gesendet werden kann. RD-0512D R-78HB V zu +24V -Wandler +5V-Schaltregler (2W, isoliert) (nicht isoliert) +5Vdc 48V Batterie C 1 10µF V IN + V OUT + Com C 2 10µF V IN + V IN - +24Vdc V OUT + 0Vdc V OUT - R1 R2 Com V+ Ladestandsmonitor V batt PWM 4-20mA Stromschleife Abb. 9.5: Im Entladeanzeiger verwendeter Kaskaden-Wandler In diesem Beispiel lässt der breite Eingangsspannungsbereich des Schaltreglers R-78HB5.0 (9-72VDC) die Anwendung mit vielen unterschiedlichen Batteriespannungen zu. Der stabile 5-V-Ausgang wird zum Speisen eines Niederspannungs-Ladestandsüberwachungs-ICs, der ein PWM-Signal proportional zur Batteriespannung erzeugt, verwendet. Das PWM-Signal ist optoisoliert und wird zur Steuerung eines Ausgangs- signals von 4-20mA verwendet, das per Kabel über viele Kilometer gesendet werden kann. Die Versorgung der Stromschleife für 4-20mA wird durch einen isolierten 2-W-DC/DC-Klein-Wandler gespeist, der die 5V auf 24V anhebt und einen Strom von 83mA liefert. 223 233 Die gesamte Schaltung kann auf einer PCB realisiert werden, die kleiner ist als eine Streichholzschachtel ist. Bis jetzt haben wir die Kaskadierung von DC/DC-Wandlern und Schaltreglern in Reihe und die Nutzung eines Schaltreglers als Frontregler behandelt. Es bleibt die Kombination, einen Schaltregler als Nachregler zu verwenden. Nachregelung ist eine sehr gängige Anforderung in Stromversorgungen. Der größte Vorteil eines Schaltreglers als Nachregler besteht darin, dass er ein Leistungsumformer ist, weshalb ein Niederspannungsausgang bei einem hohen Strom weniger Strom aus der höheren Gesamtversorgung zieht, nämlich direkt proportional zu der Spannungsdifferenz (siehe Gleichung 9.1). Dieser Vorteil tritt nur bei Schaltreglern und nicht bei Linearreglern auf. Linearregler ziehen immer so viel Strom, wie sie liefern. Isolierter Beispiel 3: In diesem einfachen Beispiel DC/DC-Wandler werden Schaltregler verwendet, um Zwischenspannungen aus einem isolierten DC/ +24Vdc V IN + DC-Wandlerausgang zu versorgen. Die Anforderungen 0Vdc V IN - V OUT + 0.4A des Schaltkreises sind: V OUT - Com 0,4A REC5-2405SRW 1,5A und -0,2A, alle separat geregelt und isoliert gegenüber V IN + der Versorgungsspannung von 24VDC. V IN - V OUT + 1.5A Diese Anforderung kann durch die Verwendung von drei separaten DC/DC-Wandlern realisiert werden: einen 5-W-DC/DC für die +12-V- Versorgung, einen 7,5-W-DC/DC für die +5-V-Versorgung und einen 2-W-DC/DC für 9-V-Versorgung (Abb. 9.6). Die Stromversorgung benötigt 42 mm2 Platinenfläche. V OUT - REC SRW V IN + V OUT + V IN - V OUT - RS-2409S Com Com -0.2A Abb. 9.6: 3-fache Ausgangsstromversorgung unter Verwendung von DC/DC-Wandlern Obwohl die obige Lösung alle Stromversorgungsanforderungen erfüllt, benötigt der unten gezeigte alternative Schaltkreis unter Anwendung eines einzelnen DC/DC-Wandlers und Nachregelungs-Schaltregler jedoch weniger Platinenfläche (30 mm2) und ist preiswerter. 224 234 Isolierter DC/DC-Wandler Non-Isolated DC/DC Converter 0.4A +24Vdc V IN + R-78B V IN + V OUT + 1.5A 0Vdc V IN - V OUT + Com V OUT - Com RP S R V IN + V OUT + 10µF Com 10µF Abb. 9.7: 3-fache Ausgangsstromversorgung realisiert mit Schaltreglern -0.1A 9.5 Schaltung von Wandlern in Serie Generell sollten die Ausgänge von DC/DC-Wandler nicht parallel geschaltet werden um den Ausgangsstrom zu erhöhen. Die einzige Ausnahme ist, wenn sie über einen Lastverteilungseingang verfügen oder wenn ein separater Lastverteilungs-Regler (engl. load share controller) verwendet wird, um die Lastströme symmetrisch auf die einzelnen Wandler zu verteilen. DC/DC-Wandler können jedoch in Serie geschaltet werden, um die Ausgangsspannung und somit die Ausgangsleistung zu erhöhen. Abb. 9.8 zeigt, wie zwei DC/DC-Wandler in Serie geschalten sind. Die Dioden werden benötigt, um entsprechende Kurzschlusssicherheit zu gewährleisten. Es ist offensichtlich, dass ein asymmetrischer +/- -Ausgang unter Verwendung von zwei Wandlern mit unterschiedlichen Ausgangsspannungen erzeugt werden kann, wenn der Mittelanschluss als gemeinsamer Pin verwendet wird. Die Dioden werden immer noch benötigt, um Kurzschlüsse zwischen der positiven und negativen Versorgungsspannung zu bewältigen. Isolierter DC/DC-Wandler +24Vdc V IN + 0Vdc V IN - V OUT + 2 x V OUT V OUT - V IN + V IN - V OUT + V OUT - 0Vdc Abb. 9.8: Schaltung von DC/DC-Wandlern in Serie Isolierte Wandler können gestapelt (engl.: stacked) betrieben werden, um Hochspannungen zu erzeugen. Das folgende Anwendungsbeispiel bezieht sich auf eine Hochspannungs-Kleinleistungsversorgung für einen Ionisator. Jeder DC/DC-Wandler erzeugt 150V aus einer 12-V-Versorgung. 225 235 Der oberste Wandler hat einen ständigen Spannungsgradienten von 600 V an der Isolationsbarriere, deshalb sollte er mit einer Isolationsspannung von mindestens 2kVdc/1s ausgelegt werden. V IN + RB-1275D/H 10µF V OUT + V IN - V OUT - RB-1275D/H V IN + 1N5953B 150V +7mA V OUT + V IN - V OUT - RB-1275D/H V IN + 100n 1kVdc 1N5953B 150V 1N5953B 150V V IN - V OUT + V-V OUT - RB-1275D/H 1N5953B 150V V IN + V IN + V IN - 10µF V IN - V OUT + V OUT - 0Vdc Abb. 9.9: Stromversorgung 600VDC 9.6 Erhöhung der Isolation DC/DC-Wandler können auch kaskadiert werden, um die Isolation zu erhöhen. Abgleichwiderstände werden benötigt, um sicherzustellen, dass der Spannungsgradient an den Wandlern gleichmäßig verteilt ist, was diese Schaltungsvariante auf nicht-sicherheitskritische Anwendungen beschränkt. 10KV/1s Isolierter DC/DC-Wandler 10KV/1s Isolierter DC/DC-Wandler V IN + V IN + V IN - V OUT + V IN - V OUT + V OUT - V OUT - 100MW 100MW 7kVdc dauerhaft Abb. 9.10: Kaskadierung von Wandlern zur Erhöhung der Isolation 226 236 Ein Beispiel einer Anwendung, die sehr hohe Isolation erfordert, ist eine Überwachungsschaltung für eine Hochvakuumpumpe. Hochvakuumwerte können nur durch die Verwendung von Ionenpumpen, die Arbeitsspannungen von bis zu 7kVDC verwenden, erreicht werden. Ein DC/DC-Wandler mit 10kDC Isolationsnennspannung ist nicht geeignet, da diese Isolationsspannung nur für die Dauer von 1 Sekunde zulässig ist. Für eine Dauerspannung von 7kVDC an der Isolationsbarriere des Wandlers wäre ein Nennwert von 14kVDC pro 1s erforderlich. Solche Wandler sind nicht nur schwer erhältlich, sondern auch sehr teuer. Zwei preiswerte Wandler, die auf 10kVDC/1s ausgelegt sind, können jedoch, wie in Abb gezeigt, kaskadiert hintereinander geschaltet werden. Der Isolations-Widerstand dieser Wandler beträgt jeweils 10 Gigaohm, weshalb die Spannungsabgleichwiderstände allerhöchstens bei 1/100 dieses Wertes liegen sollten V-Bereinigung Wenn sich analoge und digitale Schaltungen eine übliche 5-V-Versorgung teilen, kann es Probleme mit hochfrequenten Störungen von digitalen zu analogen ICs geben. Dies ist besonders störend in Audio- oder Videoanwendungen, bei denen die Überlagerung von digitalem Rauschen auf die Analogsignale das Erscheinen von Balken im Bild oder das Hören von unerwünschten Zischlauten im Audiosignal hervorrufen kann. Abb zeigt einen auf den ersten Blick zwecklos erscheinenden Schaltkreis: einen nicht isolierten 5-Vin-zu-5-Vout-Wandler. Der Grund, warum diese Schaltung tatsächlich einen Sinn hat, liegt in den Spezifikationen des DC/DC-Wandlers. Der Eingangsspannungsbereich des Wandlers beträgt 5V ±10 %, während sein Isolierter DC/DC-Wandler Ausgang 5V ± 5 % beträgt. Daher bereinigt er alle kleinen Spannungsschwankungen am 5-V-Eingang. +5Vdc V IN + V IN - V OUT + +5Vdc Der gemeinsame Masseanschluss wird häufig dort benötigt, wo Audio- und Video- V OUT - schaltkreis dieselbe Versorgung teilen. 0Vdc 0Vdc Abb. 9.11: Nicht isolierter 5-V-zu-5-V-Wandler Eine andere Variante zu diesem Thema ist die in Abb gezeigte, sehr saubere 5-V-Stromversorgung, in der ein Linearspannungsregler verwendet wird, um eine sehr rauscharme Ausgangsspannung zu gewährleisten. Der Linearspannungsregler kann mit dem 5-V-Eingang nicht einfach in Reihe geschaltet werden, da sogar ein LDO (Low Drop Out)-Spannungsregler immer noch einige hundert Millivolt Headroom benötigt. In diesem Anwendungsbeispiel wird ein Dual-Ausgangs-3,3-V-SMD-DC/DC-Wandler verwendet, um 6,6V zu liefern, die dann durch jeden geeigneten rauscharmen Linearspannungs- regler auf 5V heruntergeregelt werden kann. Der gemeinsame Pin eines Zweifachausgangs-DC/DC-Wandlers kann offen gelassen werden, wenn er nicht benötigt wird (NC). Mit einer geeigneten Bauteilauswahl kann mit dieser Schaltung ein Ausgangsrauschpegel von höchstens 5μVp-p erzielt werden. 227 237 Isolierter DC/DC-Wandler +5Vdc V IN + V IN - V OUT + Com V OUT Vdc 5V linearer Spannungsregler +5Vdc rauscharm R1S-053.3D 0Vdc 0Vdc Abb. 9.12: Sehr rauscharme 5-V-Versorgung 9.8 Verwendung des CTRL-Steuerungspins Einige DC/DC-Wandler verfügen über einen ON/OFF-Steuerungspin, der zwar die Ausgangsleistungsstufe ausschaltet, den Anschluss des Wandlers an die Versorgung aber immer noch aufrechterhält. Der Vorteil dieser Anordnung besteht darin, dass die Ansprechzeit auf ein Freigabesignal sehr kurz ist und das Wiederanlaufen des Wandlers keine große Einschaltspitzenströme verursacht, da die Eingangsfilterkondensatoren schon aufgeladen sind. Dieser letztere Punkt ist besonders für batteriebetriebene Systeme wichtig, bei denen der Einschaltspitzenstrombedarf in einer entladenen Batterie ein Abfallen der Batteriespannung unterhalb des minimalen Grenzwertes hervorrufen könnte. Das folgende Beispiel zeigt eine Ausführung mit extrem niedriger durchschnittlicher Stromaufnahme für ein batteriebetriebenes Gerät, das nur fallweise aktiv sein muss. Typische Anwendungsfälle könnten ein Fernüberwachungssystem für ein netzunabhängiges System, wie eine mit Sonnenenergie betriebene Pumpenanlage oder Hochgebirgs-Wetterstation, sein. In voreingestellten Intervallen wird der Mikrocontroller angeschaltet, um Messungen wie Pumpendruck oder Umgebungstemperatur, die dann in einem nichtflüchtigen RAM gespeichert werden, auszuführen. Nach einigen Messzyklen könnte der Mikrocontroller so programmiert werden, dass er die GSM-Verbindung aktiviert und die gespeicherten Daten überträgt. Wenn entweder die Messungen oder die Übertragung abgeschlossen sind, löst der Mikrocontroller den 555-Timer aus und schaltet dabei seine eigene Versorgung aus. Während der Ruhezeiten wäre das System, mit Ausnahme der Timerschaltung, vollständig abgeschaltet. Der aus der Batterie im Bereitschaftsbetrieb gezogene Strom beträgt nur ca. 120μA (100μA für den Zeitgeberschaltkreis und 20 μa für den Regler R-78AA im Bereitschaftsbetrieb). Somit könnte die Lebensdauer der Batterie problemlos ein ganzes Jahr oder länger betragen. Eine Option dabei ist die Möglichkeit für die Versorgung des Mikrocontrollers eine Spannung von 5V oder 3,3V per Jumper auszuwählen, um eine Verwendung unterschiedlicher Mikrocontroller-Familien zuzulassen. 228 238 =120µA im Bereitschaftsbetrieb R-78A SMD V IN + V OUT + On/Off GND V ADJ 1A max. (3A Spitze) Wirkungsgrad 86%-94% 2x Akkumulatorzellen e.g. LiPoly V IN = 6-9Vdc R T Cmos k 47k 68k µp Voltage Select Mikroprozessor C T 100n BEREITSCHAFT µp schaltet sich aus, wenn er im Leerlauf ist, bis der 555-Timer ihn nach RTCT-Verzögerung neu startet. Abb. 9.13: Selbstabschaltkreis 9.9 Verwendung des V ADJ -Pins Viele DC/DC-Wandler verfügen zur Einstellung der Ausgangsspannung über einen Abgleichpin. Die Ausgangsspannung wird intern über einen festen Widerstandsteiler mit einer Spannungsreferenz verglichen (Abb. 9.14). Der Abgleichpin gewährleistet einen externen Zugangspunkt zur Verbindung des Spannungsteilers im Wandlerinneren und ermöglicht es so dem Benutzer, die Ausgangsspannung nach oben oder nach unten abzugleichen. Ein externer Widerstand vom Abgleichpin zur Masse setzt die Spannung V REF herab und zwingt den Wandler, zur Kompensierung die Ausgangsspannung zu erhöhen. Ähnlich erhöht ein Widerstand vom Abgleichpin zu V OUT + die V REF -Spannung und veranlasst den Wandler, die Ausgangsspannung herabzusetzen. V IN + V OUT + R 1 Regler-IC V REF V ADJ R 3 R 2 V IN - V OUT - Abb. 9.14: Typischer Schaltkreis zum externen Abgleich der Ausgangsspannung Im vorgezeichneten Schaltkreis begrenzt R 3 den Abgleichbereich bis zur Sicherheitsgrenze für die Stabilität der Ausgangsspannung. Der typische Abgleichtbereich beträgt ±10%. Um Kabeldämpfung oder ohmsche Leiterbahnverluste zu kompensieren, ist es üblich, die Ausgangsspannung nachzustellen. Wenn die Last einigermaßen konstant ist, wird kein Messeingang mit Feedback benötigt. Trimming nach unten wird weniger häufig verwendet, hauptsächlich zum Sicherstellen, dass die Ausgangsspannung den absoluten Höchstwert der kritischen Bauteile nicht überschreitet. 229 239 Ein Schaltregler ist über einen viel breiteren Bereich von Ausgangsspannungen mit denselben internen Bauteilen stabil, weshalb Abgleichbereiche von mindestens 50% sehr typisch sind. Im folgenden Anwendungsbeispiel wird ein Schaltreglermodul mit 1A verwendet, das eine einfache mit Sonnenenergie betriebene Ladestation bildet. Die Nennausgangsspannung des Reglers R-6112P beträgt 12V, aber der Wahlschalter lässt auch 13,8V zu um eine Blei-Säure-Batterie zu laden, 6V um eine Nickel-Kadmium- Batterie zu laden und 5V für einen USB-Mobiltelefon-Ladeanschluss. Die Abgleich- widerstände sind so ausgewählt, dass sie den Spannungsabfall an der Ausgangsdiode D2 kompensieren, was erforderlich ist, um den Wandler vor Rückströmen zu schützen, wenn das Solarpanel keinen Strom liefert. Das Widerstandsnetzwerk am USB-Anschluss ist erforderlich, um dem Telefon mitzuteilen, wie viel Strom es sicher aus der 5-V-Versorgung ziehen kann. D 1 V IN + V OUT + D 2 A B V+ 0V 13.8V 12V 24V- + - Solarpanel 32V 4700µF 4700µF R-6112P GND V ADJ C D 6V A= 13.8V Ausgang B= 12V Ausgang C= 6V Ausgang D= Asugang des 5-V-USB Ladeanschlusses A D B C 3k3 5k6 20k 10k 51k 43k 51k 75k 0V DA+ USB DA- V+ Abb. 9.15: Einfache mit Sonnenenergie betriebene Aufladestation Anmerkung: Garantien für Mobiltelefone können verfallen, wenn ein nicht zertifiziertes Ladegerät verwendet wird. RECOM übernimmt keine Verantwortung für diesen Anwendungsvorschlag oder dessen Nutzung. 230 240 10. Grundlegendes über magnetische Felder 10.1 Basics Jede Induktivität unter Spannung und Stromdurchfluss erzeugt sowohl ein elektrisches wie auch ein magnetisches Feld. Das magnetische Feld hat zwei Eigenschaften: die magnetische Feldstärke H und magnetische Flussdichte B. Für eine einfache Leitung oder eine Leiterbahn ist die magnetische Feldstärke proportional zur Stromstärke und zum Abstand von der Leitung (Länge der Feldlinie), darum auch die Dimension Amperemeter (AM -1 ). Die magnetische Feldstärke ist nicht materialabhängig, darum ist sie auch gleich, unabhängig davon ob die Leitung aus Kupfer, Silber, Gold, etc. ist. Wird diese Leitung auf einen Spulenkörper gewickelt steigt die Feldintensität direkt proportional mit der Windungszahl, wiederum unabhängig vom verwendeten Material, gemäß folgender Gleichung: H = µ NI 0 l Gleichung 10.1: In einer Magnetspule ist die magnetische Feldstärke (H) die Permeabilität multipliziert mit der Dichte der Windungen (Windungszahl N pro Länge l) und dem Strom. Die magnetische Flussdichte beschreibt die Flusslinien der magnetischen Feldstärke, die die Magnetspule umgeben (Abb. 10.1) Abb. 10.1: Querschnitt der Flusslinien des magnetischen Flusses in einer Luftspule Die magnetische Flussdichte (B) hat die Dimension Tesla (Newton pro Amperemeter, NA -1 m -1 ) und ist linear proportional zur magnetischen Feldstärke (H) und der Permeabilität von Luft (µ0), die eine Konstante ist (4πx10-7 V.s.A -1 m -1 ): B = µ 0 H Gleichung 10.2: Magnetische Flussdichte Wird nun die Spule auf ein magnetisches Material wie einen Eisen- oder Ferritkern gewickelt sind die Feldlinien gestört und werden konzentriert durch das magnetische Material geleitet. 231 241 Abb. 10.2: Querschnitt durch den Kern einer Spule mit Konzentration der Feldlinien des magnetischen Flusses. Die gesamte Feldstärke ist dieselbe, allerdings konzentriert auf kleinerem Raum, die magnetische Flussdichte steigt somit gemäß: B = µ 0 µ r H Gleichung 10.3: Magnetische Flussdichte in einem magnetischen Material ist eine Funktion der relativen Permeabilität μ r Die relative Permeabilität, µ r, ist keine Konstante. Sie ist bei ferromagnetischen Materialien nichtlinear abgängig von der Feldstärke H, also sind hohe magnetische Feldstärken nur bis zu einer gewissen Grenze zulässig. Außerdem ist sie abhängig von der Temperatur und der Frequenz. So gesehen ist der Wert im Materialdatenblatt ein Näherungswert (dargestellt durch die grüne Linie in Abb. 10.3) und gültig nur für niedrige Feldstärken und einer fixen Frequenz (üblicherweise 1kHz) und gültig für Raumtemperatur von 25 C. B µ r µ r = B µ 0 H Typische Werte für µr sind 100 für µ Eisenpulver, 1000 für NiZn und für MgZn Kerne H Abb. 10.3: Abhängigkeit der magnetischen Flussdichte, B, von der magnetischen Feldstärke, H, für Luft und Ferritkerne. Ist der Kern ringförmig wird nahezu das gesamte Feld im Kern geführt, weil das Kernmaterial eine deutlich höhere Permeabilität hat als Luft. Für leiterplattenmontierte Spulen hat dies den Vorteil, dass das magnetische Feld im Kern konzentriert ist und nicht so stark abgestrahlt wird, folglich in den anderen Bauteilen auf der Leiterplatte weniger Interferenzen hervorruft. 232 242 Es gibt allerdings ein Limit wieviel magnetisches Feld in einem Kern absorbiert werden kann. Sind alle magnetischen Domänen innerhalb des Materials nach dem Feld ausgerichtet, gerät das Kernmaterial in die Sättigung. Dies zeigt sich im flacheren Verlauf der B-H-Kurve in Abb. 10.4, welche den B-H-Verlauf für positive und negative magnetische Felder zeigt für einen in der Sättigung betriebenen Kern: B Flussdichte Sättigung a be = Remanenz b cf = Koerzitivfeldstärke -H Feldstärke in entgegengesetzter Richtung c f H Feldstärke e d Sättigung in entgegengesetzter Richtung -B Flussdichte in entgegengesetzter Richtung Abb. 10.4: B-H Kurve (Hysterese Kurve) Die unterbrochene Linie beschreibt das erstmalige Aufbauen des Magnetfeldes innerhalb des Kerns. Die durchgezogene Linie beschreibt die B-H-Abhängigkeit bei wechselndem Magnetfeld wie durch einen Wechselstrom hervorgerufen. Die Punkte A und D zeigen die Sättigungsgrenzen des magnetischen Materials. Außerhalb dieser Punkte zeigt sich kaum mehr Abhängigkeit der Flussdichte von der Feldstärke. Die Punkte B und E zeigen Restmagnetisierung oder Remanenz an. Der magnetische Fluss bleibt im Kern bestehen auch wenn die Feldstärke gänzlich verschwindet. Die Punkte C und F zeigen die Koerzitivfeldstärke, eine Feldstärke die notwendig ist, um das zuvor bis zur Sättigungsflussdichte magnetisch aufgeladene Material zu entmagnetisieren. Je weicher das magnetische Material ist, desto näher liegen diese Pukte am Nullpunkt und desto kleiner ist die von der B-H-Kurve umschlossene Fläche. Dies ist insofern wichtig, da die Fläche innerhalb der B-H-Kurve die magnetischen Verluste innerhalb des Kerns je Zyklus widerspiegelt. Eine schlanke B-H-Kurve beschreibt niedrige Koerzitivfeldstärken, geringe Hysterese und geringe Kernverluste. Eine breite B-H-Kurve (= hartes magnetisches Material) zeigt hohe Koerzitivfeldstärken, große Hysterese und hohe Kernverluste. Die gesamten Hystereseverluste sind somit abhängig vom Material und direkt proportional zur Frequenz und logarithmisch proportional zur magnetischen Flussdichte. In der Praxis hat eine korrekt ausgelegte Spule geringe magnetische Verluste, weil die Betriebsbedingungen so ausgelegt sind, dass die B-H-Schleife nicht voll ausgefahren wird. Die idealen Betriebsbedingungen finden innerhalb eines nahezu linearen Bereiches statt, gezeigt durch die Linie in Abb 243 B Flussdichte Sättigung a b -H Feldstärke in entgegengesetzter Richtung c f H Feldstärke e d Sättigung in entgegengesetzter Richtung -B Flussdichte in entgegengesetzter Richtung Kernsättigung Abb. 10.5: ideale Betriebsbedingungen (rote Linie) Es ist zwar möglich die Sättigungsgrenzen (den Übergang zu einer flacheren Linie in der B-H-Kurve gezeigt in Abb. 10.4, ab dem ein Ansteigen der Feldstärke kaum mehr Änderungen in der Flussdichte hervorruft) zu berechnen, allerdings ist die Anzahl an Variablen hoch und macht das Unterfangen schwierig. In der Praxis ist es einfacher die vom Hersteller genannten Grenzwerte zu beachten und mit ausreichendem Sicherheitsabstand dazu zu arbeiten. Der Hauptgrund warum Sättigung vermieden werden soll, ist, dass gesättigte Kerne aufhören sich wie magnetische Materialien zu verhalten. Der Strom durch die Spule ist dann nur mehr limitiert durch den ohmschen Widerstand (DCR) und steigt an bis auf den Wert V/DCR. Abb zeigt dies im Stromverlauf durch eine Spule deren Kern voll in die Sättigung getrieben wird: mit Kernsättigung Spulenstrom (A) ohne Kernsättigung 2 0 Abb. 10.6: Strom durch eine Spule mit und ohne Betrieb in Sättigung 234 244 Der Punkt bei dem der Kern in die Sättigung gerät, hängt vom Material, der Flussdichte und der Frequenz ab. Üblicherweise geben Hersteller Empfehlungen für ein Safe Operating Area (SOAR): Kernmaterial Hystereseverluste Typ. Max. Max. Frequenz Flussdichte (Bsat) Standard Ferrit Gering 0.5 Tesla 8 MHz Hoch permeable Ferrite Gering 1.0 Tesla 3.5 MHz Eisenlegierung Mittel 1.2 Tesla 1 MHz Eisenpulver Hoch 1.5 Tesla 0.3 MHz Tabelle 10.1: Vergleich unterschiedlicher Kernmaterialien Eine in Sättigung betriebene Spule hört nicht nur auf, sich wie eine Induktivität zu verhalten, sondern die Windungen erhitzen sich aufgrund der steigenden Verlustleistung durch die ohmschen Verluste ebenfalls und führen zu einem Aufheizen. Wird die Spule weiter in der Sättigung betrieben, steigt deren Temperatur kontinuierlich an bis sie den Curie-Punkt erreicht, das ist jene Temperatur, bei der im Kernmaterial der Ferromagnetismus völlig zusammenbricht, die Permeabilität gänzlich verschwindet. Dieser Mechanismus der schlagartig ändernden Permeabilität ist darauf zurückzuführen, dass hohe Temperaturen die magnetischen Domänen derartig stark stören und diese nicht länger im magnetischen Feld ausgerichtet bleiben können. Abb zeigt diese abrupte Änderung des Verhaltens bei steigender Temperatur µ r Die Curie-Temperatur für normal verwendete Ferrit- Kerne liegt im Bereich 130 C C Curie-Temperatur C 65 C 160 C T( C) Abb. 10.7: Permeabilität vs. Kerntemperatur zeigt den Curie-Punkt Unerwünschte Sättigung zu vermeiden erfordert sorgfältige Auslegung. Zum Beispiel ist in einem DC/DC Buck-Wandler im kontinuierlichen Betrieb der dreieckförmige AC-Strom einem DC Offset überlagert. Der Stromverlauf fällt also niemals auf den Nullwert ab und dieser Dauerstrom wird also die B-H-Kurve dahingehend verschieben, dass im positiven Teil der Kurve die Sättigung schneller erreicht werden kann. Eine Abhilfe kann hier die Verwendung von Eisenpulver oder Eisenlegierungen für die Kerne sein, da diese nicht so abrupt in Sättigung gehen. Eine andere Methode Sättigung zu vermeiden ist einen Permanentmagneten hinzuzufügen, der dieser Vormagnetisierung entgegenwirkt. Diese magnetisch vorgespannte Lösung war 235 245 früher Standard in Spulen in Fernsehern und wird nach wie vor bei speziellen Hochleistungsspulen eingesetzt. Heutzutage geht die Tendenz aber in Richtung kleinerer, günstigerer Ferritspulen, um Sättigungseffekte in den Spezifikationen zuzulassen. B B H ohne magnetische Vorspannung L ungenutzt genutzt I I B L B H mit magnetische Vorspannung I I Abb. 10.8: Effekt der magnetischen Vorspannung mittels Permanentmagnet Praktischer Hinweis Trotz aller Warnungen Sättigung zu vermeiden, kann man Ferritkerne temporär unter gewissen Rahmenbedingungen in Sättigung betreiben (wie z.b. hohe Umgebungstemperaturen oder Stromspitzen), da der Sättigungsübergang bei Ferritmaterialien üblicherweise sanfter erfolgt (siehe Abb. 10.8). Gelegentliche Sättigung eines kleineren und günstigeren Kerns hat in der Regel Vorteile gegenüber der Auswahl eines größeren und teureren Kerns. Allerdings ist auch zu beachten, dass die durch Sättigungseffekte hervorgerufenen Stromspitzen das EMV-Abstrahlverhalten und die thermische Belastung anderer Bauteile in der näheren Umgebung zur Spule mit sich ziehen. Deshalb sollte im Normalbetrieb eine Sättigung vermieden werden. Eine Ausnahme stellt hier der Royer Push-Pull-Wandler dar, dessen Funktionsprinzip es ist, den Kern in Sättigung zu betreiben (siehe später). T A =25 C T A =50 C T A =70 C T A =85 C Figure 10.9: Soft-Saturation current waveforms with rising temperature 236 246 Spule mit Luftspalt Eine Möglichkeit das Sättigungsverhalten des magnetischen Kerns zu beeinflussen ist einen Luftspalt im Kern vorzusehen. Stellen wir uns einen magnetischen Kreis vor aus dem ein kleines Stück herausgeschnitten wurde: 2 magnetischer Kern kein Luftspalt Luftspalt 0.07 mm 1 Erregerwicklung Luftspalt H A/m B (T) Abb : Luftspalt im Spulenkern und die daraus resultierende Änderung in der B-H-Kurve Der Luftspalt fungiert als höherer Widerstand im niedrigimpedanten Pfad des magnetischen Flusses durch den Kern. Die effektive Permeabilität wird dadurch reduziert, die B-H-Kurve horizontal gestreckt, d.h. die Sättigung in Bereiche höherer magnetischer Feldstärken verschoben. µ eff = µ Kern l Luftspalt l Kern µ Kern + 1 Gleichung 10.4: Einfluss des Luftspalts auf die effektive Permeabilität eines Kerns Der Vorteil eines Luftspalts im Kern ist, dass Materialien mit höherer Koerzivität verwendet werden können, um niedrigere Kernverluste bei geringerer Sättigungsneigung zu erreichen, weil der Luftspalt die Permeabilität auf höhere magnetische Feldstärken fein abzustimmen erlaubt. Siehe hierzu auch Abb : beide Kurven haben denselben Nulldurchgang. Zusätzlich zeigen Kerne mit Luftspalt stabilere Performance über den Temperatur- und Frequenzbereich, da der größte Teil der magnetischen Feldenergie im kleinen Luftspalt konzentriert ist und dort einen linearen Zusammenhang zwischen B und H zeigt (siehe Gleichung 10.1). Luftspalt Abb : Abgeschirmte Spule 237 247 Ein weiterer Vorteil der Konzentration der magnetischen Feldenergie in einem sehr kleinen räumlichen Bereich ist die Reduktion des die Spule umgebenden Streufeldes. Die Spule ist abgeschirmt. Dies ist allerdings eine Fehlbezeichnung, da das magnetische Feld zwar lokal weitgehend konzentriert werden kann, aber nicht vollkommen abgeschirmt werden kann. Der magnetische Streufluss wird aber so weit reduziert, dass andere Bauteile in der Nähe der Spule nicht mehr so stark beeinflusst werden. Man darf dabei aber nicht vergessen, dass die magnetische Feldstärke nahe am Luftspalt sehr hoch werden kann*, weshalb andere Bauteile nicht zu nahe am Luftspalt einer abgeschirmten Spule platziert werden sollten. * Diese Eigenschaft eines hohen lokalen magnetischen Feldes kann man sich auch zu Nutze machen: z.b. verwenden Schreibköpfe in Tonbandgeräten oder Festplatten diese hohen magnetische Flüsse, um lokale Bereiche des zu beschreibenden Mediums zu magnetisieren bzw. de-magnetisieren. Der vordergründige Nachteil eines Luftspalts im Kern ist, dass der Übergang in die Sättigung sehr abrupt stattfinden kann, wenn der Luftspalt nicht entsprechend zugespitzt oder abgestuft gestaltet wird. Auch wird die effektive Permeabilität reduziert (bis um den Faktor 20 niedriger), d.h. mehr Windungen sind nötig um dieselbe Induktivität zu erreichen als bei Verwendung eines Kerns ohne Luftspalt. A L= µ eff eff N 2 l eff Gleichung 10.5: Induktivität eine Spule mit Luftspalt A eff ist der effektive Querschnitt des Kerns, l eff ist die effektive Kernlänge und N die Anzahl der Windungen. Hinzufügen eines Luftspalts reduziert µ eff (siehe Gleichung 10.3), d.h. um den gleichen Wert für L zu erreichen muss N entsprechend höher sein. Der Luftspalt muss nicht notwendigerweise ein physikalischer Schnitt durch den Kern sein und auch nicht zwangsläufig luftgefüllt sein. Ein nichtmagnetisches Material wie z.b. Kunststoff erfüllt denselben Zweck. Verbundstoffkerne verwenden nichtmagnetische Bindermaterialien zwischen den magnetischen Partikeln. Der Luftspalt ist dann über das gesamte Kernvolumen verteilt und es zeigt sich dasselbe Verhalten wie bei einem Kern dessen Luftspalt an einer Stelle konzentriert platziert ist. Verbundstoffkerne können mit Permeabilitäten von bis zum 200fachen des Grundmaterials hergestellt werden. Hierzu werden bei der Fertigung des Kerns entsprechende Partikelgrößen und Binderproportionen gewählt. Ein weiterer Vorteil eines Verbundstoffkerns ist, dass es keine lokale Flussdichtekonzentration auftritt, weil der Luftspalt ja gleichmäßig über das gesamte Kernvolumen verteilt ist (der hohe Streufluss am physischen Luftspalt könnte signifikante Wirbelströme in benachbarten Windungen hervorrufen). Die Ungleichmäßigkeit der einzelnen kleinen Luftspalte zwischen magnetischen Partikeln im Verbundstoffkern führt auch zu einem weicheren Übergang der B-H-Kurve in den Sättigungsbereich (Abb ). 238 248 10000 effektive Permeabilität vs. Magnetische DC-Feldstärke effektive Permeabilität Ferrit ohne Luftspalt Ferrit mit Luftspalt Kompositmaterial Abb : Vergleich Ferritkern mit und ohne Luftspalt und Verbundstoff-Ferrit- Kern Magnetische DC-Feldstärke, H (A/m) Kernbauformen Solange der Kern den längsten Pfad für den magnetischen Fluss darstellt kann er jede mögliche Form haben. Allerdings haben sich einige Standardbauformen, wie in Folge beschrieben, etabliert: EE-Kern: EE Kerne haben 2 symmetrische Teile in Form eines großen E. Typischerweise haben diese hochpermeablen Kerne im Mittelsteg den Luftspalt vorgesehen dessen Querschnitt entweder rund (ETD) oder rechteckig sein kann:: Abb : EE-Kernelemente mit Luftspalt im Mittelsteg EI-Kern: EI-Kerne sind asymmetrisch aus einem E-förmigen und einem I-förmigen Teil aufgebaut. Diese sind gut geeignet für Hochstromanwendungen, wo die dicker ausfallende Wicklung einfacher am Mittelsteg des E-Kern-Teils Platz finden kann. Der Luftspalt kann sowohl am Mittelsteg als auch an den äußeren Schenkeln Platz finden. Abb : EI-Kernelemente mit Luftspalt im Mittelsteg 239 249 EP-Kern: EP Kernen liegt eine platzsparende Geometrie zugrunde und sie sind sowohl für luftspaltfreie wie Bauformen mit Luftspalt geeignet. Die P-Bauform ist weniger kritisch gegenüber Fehlausrichtung der einzelnen Bauteile und wird häufig für kleinere Leistungen eingesetzt wo gerade die Baugröße eine wichtige und kritische Kenngröße darstellt. Abb : EP-Kernelemente und Aufbau RM-Kern: Rectangular Modulus (RM) Kerne bieten die Möglichkeit maximale Induktivität bei minimalem Platzbedarf zu erreichen. Auch hier kann der Luftspalt sowohl am Mittelsteg wie an den Außenschenkeln angeordnet sein. Abb : RM-Kernelemente mit Luftspalt im Mittelsteg T-Kern oder Ringkern: Ringkerne oder T-Kerne (T von Toroidal) haben keinen Streufluss da keinerlei Unterbrechung im magnetischen Kreis vorhanden ist. Sie können runde (T) oder rechteckige (FT) Bauformen haben. Üblicherweise ohne Luftspalt aufgebaut, dieser kann aber auch vorgesehen werden, wenn nötig. Abb : Ringkerne mit und ohne Luftspalt P-Kern: P-Kerne (Pot cores) erlauben ein relativ großes Raumvolumen für die Wicklungen, was sie ideal für den Einsatz bei höheren Leistungen macht. Der Mittelsteg kann wiederum einem Luftspalt Platz bieten. Oft findet man P-Kerne mit einem Mittelloch zur Befestigung oder einem Abstimmstift um die Induktivität der Spule feinabzustimmen. 240 250 Abb : P-Kern (Pot oder cup core) mit Mittelloch ER-Kern: Eine Vielzahl von EE-Kernen hat eine sehr niedrige Bauhöhe und dafür eine vergleichsweise breite Bauform mit flachem Bereich für die Windungen wie für Planarbauformen nötig. Auch hier kann der Mittelsteg den Luftspalt formen. Abb : ER-Planar-Kernelemente Kernverluste Koppelverluste Ideale Spulen verlieren keine Energie jegliche Energie bleibt im Kreis. In vielen Fällen ist eine magnetische Kopplung zwischen mehreren Spulen nötig zum Beispiel zwischen Primär- und Sekundärwicklungen eines Transformators. Unerwünschte Koppelinduktivitäten rufen Verluste hervor, die einen Teil des Energieflusses zwischen Eingang und Ausgang abzweigen. In Transformatoren entstehen diese durch Magnetisierung des Kerns und Leckströme in den Spulen, üblicherweise spricht man von Verlusten aufgrund der Gegeninduktivität (mutual inductance), faktisch sind diese aber durch denselben Mechanismus hervorgerufen: Die Gegen- oder Koppelinduktivität ist beschrieben durch Gleichung 10.6: L M = K L 1 L 2 Gleichung 10.6: Gegeninduktivität K ist der Koppelfaktor zwischen den beiden Spulen L 1 und L 2 (z.b. Primär- und Sekundärwicklung eines Trafos oder zwischen 2 benachbarten Spulen). Die Verluste aufgrund der magnetischen Kopplung hängen ab vom Quadrat des fließenden Stroms, der Spitzenwert der Verluste kann gemäß folgendem Zusammenhang abgeleitet werden: 241 251 P LM = L I 2 M peak 2 Gleichung 10.7: Spitzenwert des Koppelverlustes Praktischer Hinweis Um unerwünschte Kopplung zu vermeiden, ist es wichtig darauf zu achten, dass 2 Spulen auf einer Leiterplatte nicht zu nahe beieinander platziert werden. Ist es nötig sie relativ nahe beieinander zu platzieren so sollten diese im rechten Winkel zueinander angeordnet werden, da dabei die magnetische Kopplung deutlich geringer ist (K wird um Größenordnungen kleiner ausfallen; Abb ). Abb : Induktivitätenanordnung um Koppelverluste zu minimieren Die rechtwinkelige Anordnung zweier Induktivitäten hat geringere Kopplung und in Folge auch geringere Koppelverluste Wirbelstromverluste Gemäß dem Lenz schen Gesetz (ein induzierter Strom fließt immer in die Gegenrichtung zur Änderung, die ihn hervorruft) ruft jede Änderung des Magnetfeldes innerhalb eines Kerns auch einen induzierten Strom (Wirbelstrom) hervor, der in die Gegenrichtung des magnetischen Flusses fließt. Wirbelströme beschränken einerseits das Eindringen des magnetischen Flusses in den Kern und erhöhen anderseits die Verluste im Kern beides unerwünschte Effekte. Da Wirbelstromverluste proportional zu i²(t)r sind, steigen diese mit dem Quadrat der Frequenz. Die gesamten Verluste aufgrund von Wirbelströmen beschreibt die Steinmetz sche Gleichung: P Wirbelstrom = K E f 2 B 2 V Kern Gleichung 10.8: Verluste aufgrund von Wirbelströmen 242 252 K E ist eine Materialkonstante (z.b. Eisen, Eisenpulver, Ferrit, usw.), f die Frequenz der Änderung des magnetischen Flusses, B der Maximalwert des magnetischen Flusses und V Kern das Kernvolumen. Bei einer fixen Frequenz ist das Quadrat der Wirbelstromverluste pro Kubikzentimeter Kernmaterial fast linear abhängig vom Quadrat des magnetischen Flusses: Abb : Gesamte Verluste eines Ferritkerns gemäß Steinmetz relative Verlustleistung W/cm³ Ferritkernmaterial B max Tesla 1 MHz 500kHz 200kHz 100kHz 50kHz 20kHz Da Frequenz, Kernmaterial und max. magnetischer Fluss durch Designvorgaben maßgeblich bestimmt sind, können Wirbelstromverluste nur durch entsprechende Reduzierung der effektiven Kerngröße beeinflusst werden. Dies kann geschehen durch Schichtung laminierter Kernelemente oder Eisenpulver- oder Ferrit-Kerne, die aus entsprechend kleinen Partikeln gesintert werden. Praktischer Hinweis In der Praxis sind die Steinmetz schen Gleichungen nicht perfekt linear, sondern eher flache Kurven. Die Abweichung von der Linearität ist auch abhängig vom Puls-Pausen-Verhältnis und der Form des Signals (Steinmetz setzt Sinusform voraus). Als erste Annäherung aber ist diese Gleichung 10 ausreichend um die zu erwartenden Kernverluste näherungsweise zu berechnen. R Eine andere Möglichkeit die Wirbelstromverluste Wirbelstrom (Äquivalent) zu betrachten, ist sich einen Widerstand, parallel zur Induktivität, vorzustellen. Die Verlustleistung am Widerstand ist abhängig zum Quadrat der anliegenden Spannung. Ist diese Spannung PWM-moduliert, ist auch die Verlustleistung abhängig vom Puls-Pausen-Verhältnis oder L duty cycle, δ. Bei fixer Frequenz ergeben sich die Verluste zu: P Wirbelstrom = δ V 2 in R Wirbelstrom Gleichung 10.9: Wirbelstromverluste Abb : Wirbelstromverluste Ersatzschaltbild Wird bei PWM-Regelung die Spannung verdoppelt, reduziert das Puls-Pausen-Verhältnis den magnetischen Fluss im Kern auf ca. die Hälfte. Die gesamten Wirbelstromverluste aber verdoppeln sich mit dem Faktor Vin². Eine mögliche Abhilfe schafft die Variation der Frequenz mit 243 253 der Spannung. Wird die Frequenz halbiert, wenn sich die Spannung verdoppelt, bleiben die Wirbelstromverluste gleich. Eine Änderung der Frequenz kann aber wiederum andere Effekte (Wirkungsgradänderung, EMV) hervorrufen, weshalb diese Vorgehensweise immer in einem Kompromiss endet Skin-Effekt Wirbelströme sind auch indirekt verantwortlich für eine andere Ursache der Verluste dem Skin-Effekt des Stroms durch die Wicklungen. Skin-Effekt ist das Phänomen, dass Wechselströme nur an der äußeren Oberfläche eines Leiters fließen und nicht durch den gesamten Querschnitt. Dieser Effekt ist hervorgerufen durch Wirbelströme innerhalb des Leiters, die den Stromfluss von der Mitte an die äußere Oberfläche des Leiters hin verdrängen. Die höchste Stromdichte findet sich also am äußeren Rand des Leiters während im Zentrum der Leitung kein Strom mehr fließt (Abb ). 100% H I Wirbelstrom I Wirbelstrom I 37% 0 δ -r 0 +r δ Abb : Skin-Effekt und Stromverteilung über den Querschnitt eines Leiters Die effektive Eindringtiefe des Stroms (wo der Wert des Stroms auf 1/e oder 37% des Gesamtwertes abgefallen ist) beschreibt die Formel: δ = 2ρ 2π f μ 0 μ r Gleichung 10.10: Eindringtiefe (δ) des Stromflusses in einem Leiter mit rundem Querschnitt: ρ ist der relative Widerstandswert des Leiters, f die Frequenz und μ 0 und μ r die Permeabilität von Luft und des verwendeten Leitermaterials. Für Kupferleitungen bei 20 C, ρ = 16.8x10-9 Ωm und Gleichung ergibt sich zu: δ Kupfer = 66 f mm oder δ Kupfer = 2598 f mils Man sieht aus Gleichung 10.10, dass für eine vorgegebene Leitungscharakteristik die Eindringtiefe umgekehrt proportional ist zur Wurzel der Frequenz des fließenden Stroms, allerdings nicht abhängig ist von der Höhe des Stromwerts. Für Kupferleitungen beträgt bei 20 C die Eindringtiefe 8,52mm bei 60Hz, allerdings reduziert sie sich auf 0,66mm bei 10kHz und 0,21mm bei 100kHz, man sieht auch Anwendungen mit niedrigen Strömen können auch schon vom Skin-Effekt beeinflusst werden. 244 254 Praktischer Hinweis Der Skin-Effekt kann in zweierlei Formen in Erscheinung treten; einerseits kann er bei Spulen mit hoher Strombelastung den nutzbaren Querschnitt verringern und so die ohmschen Verluste erhöhen, andererseits hochfrequente Signal und Schaltspitzen aber auch bedämpfen, da diese aufgrund des Skin-Effekts nicht so gut über die Leitung transportiert werden, wie niederfrequente Signal und Schaltspitzen. Eine Leiterbahn kann einen niedrigen Widerstand für Gleichstrom haben, aber eine deutlich höhere Impedanz bei hohen Frequenzen. Deshalb sollten hochfrequente Störungen immer nahe an der Quelle befiltert werden und zu lange Zuleitungen zum Filter vermieden werden. Dieser Hinweis wird oft Anwendungshinweisen gegeben, in diesem Zusammenhang wird einfach vorstellbar, warum relativ breite Leiterbahnen auch oft nicht ausreichend sind diese hochfrequenten Signale zu transportieren. Um Skin-Effekt-bedingte Verluste in Spulen zu minimieren, können entweder litzenförmige Leitungen oder flache Leitungsquerschnitte verwendet werden, um ein optimiertes Oberflächen/Volumen-Verhältnis zu bieten (siehe Abb ). Abb : Flacher oder litzenförmiger Leitungsquerschnitt * Falls Sie sich wundern, der Begriff Litz kommt über dem Deutschen (Litzendraht) vom lateinischen Licium = thread. In manchen Spulen- oder Transformator-Bauformen mit niedrigen Ausgangsspannungen werden nur wenige oder auch nur eine einzelne Windung benötigt. In diesen Fällen kann eine Folien- oder Flachwicklung zum Einsatz kommen. Diese haben mehrere praktische Vorteile gegenüber einer Magnetwicklung: sie kann so dünn ausgeführt werden wie die Eindringtiefe und hat immer noch einen niedrigen DC-Widerstand aufgrund der Breite, also eine sehr platzsparende Lösung. Ebenso können andere Wicklungen darübergelegt werden, ohne störende Höhenunterschiede aufgrund nur einer oder weniger Wicklungen innerhalb der Lage fürchten zu müssen. Ebenso kann sie einfach mit anderen Lagen verzahnt werden. Eine Folienwicklung hat 20% mehr Oberfläche als eine Wicklung mit kreisförmigem Leiterquerschnitt, deshalb bessere Performance bei hohen Frequenzen: 20 mm 0.5 mm 3.56 mm Abb : Vergleich Folienwicklung zu Leitung mit rundem Querschnitt 245 255 Beide haben denselben Querschnitt (10mm²) und deshalb denselben DC-Widerstand, die Folienwicklung aber hat 1,2-mal so große Oberfläche und deshalb geringere AC Impedanz. Ein weiterer Vorteil einer Folienwicklung ist eine optimalere Nutzung des zur Verfügung stehenden Platzes um den Kern. Unterschiedliche Kernformen haben unterschiedliche Proportionen des zur Verfügung stehenden Platzes; EE -Kerne haben einen im Verhältnis zu ihrer Größe größeren Raum als EP-Kerne. Ein flacher Raum bedeutet weniger Höhe und ist nötig, um die entsprechende Anzahl an Windungen unterzubringen, ebenso wird weniger Raum zwischen den Lagen nötig (Abb ). S S S S S S S S S S S S Isolation P P P P P P P P P P P P Isolation Abb : Vergleich einer hohen und einer flachen Wicklungsanordnung Beide Beispiele haben 6 Primär- und 6 Sekundärwindungen, getrennt durch eine Isolationsbarriere. Die roten Bereiche kennzeichnen ungenutzten Raum. Man sieht, dass eine flache Anordnung den Raum besser ausnutzt als eine hohe. Dieser Raumnutzfaktor (zur Verfügung stehendes Volumen / Kupferquerschnitt) ist üblicherweise 70-75% wenn Leitungen mit rundem Querschnitt verwendet werden, ebenfalls abhängig von den verwendeten Durchmessern. Bei litzenförmigen Leitern wird dieser Faktor weiter reduziert, da der Raum zwischen den einzelnen Litzen ebenfalls in Betracht gezogen werden muss. Eine Daumenregel sagt, dass 25% des Volumens pro Lage bei Litzen verloren geht. Werden 2 Lagen litzenförmiger Wicklungen aufgebracht ist der Raumnutzfaktor lediglich 0,75 x 0,75 = 56% des zur Verfügung stehenden Volumens. Folienwicklungen haben nahezu keine Abstände zueinander und es sind Raumnutzfaktoren von 80-90% erreichbar, abhängig von der Dicke der erforderlichen Isolation zwischen den einzelnen Folienlagen Proximity-Effekt Der Proximity-Effekt ist eine andere Konsequenz des Skin-Effekts bei benachbarten Leitungen deren magnetische Felder sich überlagern. Dies verlagert dem Stromfluss am die entgegengesetzten Seiten der Leiter, erhöht also sie lokale Stromdichte weiter, in Folge auch die Kupferverluste. Der Skin-Strom verläuft asymmetrisch über den Querschnitt (Abb ): 246 256 100% Conductor A Conductor B Abb : Proximity Effekt zweier benachbarter Leiter mit gleicher Stromdurchflussrichtung eines AC-Stroms Fließen die Ströme in den benachbarten Leitern in entgegengesetzter Richtung, findet die Konzentration der Stromdichte an den beiden einander zugewandten Seiten statt. D.h. der Proximity-Effekt findet unabhängig von der Stromdurchflussrichtung statt. Ein Strom wird auch im anderen Leiter induziert, wenn durch diesen gar kein Strom fließt. Metallklammern die Kerne zusammenhalten, können deshalb auch stromdurchflossen sein, auch wenn sie gar nicht elektrisch mit den Wicklungen verbunden sind. Bei mehrlagigen Wicklungen wirkt der Proximity-Effekt in 2 Richtungen. Nicht nur benachbarte Windungen innerhalb der Lage beeinflussen einander, auch die Lagen untereinander. Die Auswirkung für 3 Lagen aus 2, 3 und 5 Windungen (alle mit gleicher Stromdurchflussrichtung) zeigt Abb Zeichen sollen eine höhere und - -Zeichen eine niedrigere Stromdichte gegenüber einem DC-Strom (unterbrochene Linie) darstellen. Diese Effekte verstärken sich ( +, ++, +++, etc.). Daraus resultiert eine Konzentration des Stromflusses aufgrund des Proximity-Effekts an den äußeren Seiten der Spule und eine Reduktion im Inneren. Abb : Proximity-Effekt zwischen Wicklungen (gleiche Stromdurchflussrichtung) Der Proximity-Effekt passiert auch zwischen Lagen mit demselben Gesamtergebnis, einer Konzentration des Stroms an den äußersten Lagen: I nom Strom geringe Stromdichte hohe Stromdichte Abb : Stromverteilung zw. benachbarten Lagen aufgrund des Proximity-Effekts 247 257 Der Maximalwert der Stromdichte für eine n-lagige Anordnung ergibt sich aus folgender Gleichung: I max = I nom + 2(n -1) I nom Gleichung 10.11: Maximalstrom in einer n-lagigen Wicklung Bei einer Wicklung mit 3 Lagen wird die äußere Lage das 5fache des nominalen Stroms und eine 4 lagige Spule das 7fache des nominalen Stroms führen. In beiden Fällen wird die innere Lage der Windungen direkt am Kern gar keinen Strom führen. Die Berechnung der Verluste aufgrund des Proximity-Effekts wurde 1966 durch P.F.Dowell durchgeführt als er im Rahmen einer Seminarveröffentlichung die Maxwell-Gleichungen für einzelne Lagen einer Spule gelöst hat und daraus die Kurven für Rac/Rdc vs. Frequenz für unterschiedliche Anzahl an Lagen abgeleitet hat (Abb ). Seine mathematische Lösung wurde seither weiter verbessert, aber bildet im Grunde nach wie vor eine gute erste Näherung layer 2 layers 3 layers 4 layers Rac Rdc f(khz) Abb : Dowell s Kurven für Widerstandsfaktor vs. Frequenz und Anzahl an Lagen Für einen typischen DC/DC-Wandler mit einer Taktfrequenz von ca. 120kHz (dunkelblaue Linie) wird der Proximity-Effekt den AC-Widerstand verglichen zum DC-Widerstand bei 4 Lagen um das 30fache erhöhen (bei rundem Querschnitt). Dies zeigt deutlich warum der Proximity-Effekt in Bezug auf Verluste üblicherweise bei mehrlagigen Wicklungen gegenüber dem Skin-Effekt deutlich stärker wirkt. Das Problem mit Stromkonzentration aufgrund des Proximity-Effekts in Transformatoren kann reduziert werden, wenn man die Windungen verschachtelt. Nehmen wir, zum Beispiel einen einfachen 1:1 Transformator mit 1A und jeweils 2 Lagen in Primär- und in Sekundärwicklung. Wird die Sekundärwicklung einfach über die Primärwicklung (primary-primary-secondary-secondary) gewickelt, wird aufgrund von Gleichung der Spitzenstrom in der äußeren Lage der Primärwicklung und in der inneren Lage der Sekundärwicklung 3A betragen. Werden die Wicklungen anders angeordnet (z.b. primary-secondary-secondary-primary) wird der Spitzenstrom gleich dem nominalen Strom, der Proximity-Effekt also eliminiert. 248 258 Abbildung zeigt dies grafisch: P P S S P S S P Spitzenstromkonzentration Spitzenstromkonzentration Abb : Wirkung verschachtelter Wicklungen auf die Stromdichte und den Proximity-Effekt Wir werden später noch einmal zu diesem Thema zurückkehren, und zwar bei der Betrachtung von Transformatoren. Zuerst möchte ich Ihnen aber zeigen, wie das bisher Besprochene in der Berechnung der Performance eines Buck-Reglers angewandt werden kann Buck-Wandler Berechnungsbeispiel Ein Beispiel soll zeigen wie die Auswahl einer geeigneten Spule für praktische Anwendung erfolgt. In diesem Beispiel handelt es sich um einen Buck-Wandler der geregelte 5V aus einer 12V Batterieversorgung liefern soll. Die gewünschten Spezifikationen dafür sind: Eingangsspannungsbereich: Ausgangsspannung: Ausgangsstrom: Restwelligkeit der Ausgangsspannung: Schaltfrequenz: Betriebstemperaturbereich: 9 14VDC 5VDC 1A 100mVp-p max. 120 khz 0 bis +85 C Umgebungstemperatur Der erste Schritt ist den Extremwert des Puls-Pausen-Verhältnisses zu ermitteln. Dieser tritt auf bei maximaler Eingangsspannung: V out 5 δ= = V in,max 14 = 0.36 Gleichung 10.12: Puls-Pausen-Verhältnis Berechnung Der nächste Schritt ist zu entscheiden, wie hoch die Restwelligkeit am Ausgang sein darf. Ein Wert zwischen 20 und 40% ist dabei üblich; wir nehmen also eine Welligkeit des Stroms von 30% an. Daraus berechnet sich die Induktivität zu: δ(v in,max - V out ) 0.35(14-5) L= = Iripple I out f 0.3x1x12000 = 87.5μH Gleichung 10.13: Berechnung der Induktivität 249 259 Die Fertigungstoleranz der meisten Leistungsinduktivitäten beträgt ±20%; wir wählen eine 100µH Spule, um die Spezifikationen garantiert einhalten zu können. Der Laststrom ist 1A, der Spitzenstrom durch die Spule ist aber 15% höher; wir wählen eine Spule mit einem Sättigungsstromwert I sat 1.15A. I sat ist ein im Datenblatt der Spule angegebener Wert, bei dem aber zu berücksichtigen ist, dass es hierfür keine allgemeingültigen Rahmenbedingungen gibt. Es ist also Vorsicht geboten! Verlässliche Angaben sind z.b. Werte für I sat bei Abfall der Induktivität um 10%. Andere Hersteller setzen hier 30% oder höher an. Der angegebene Strom ist typischerweise gültig bei einem Temperaturanstieg im Kern von 40 C gegenüber der Umgebung (auch hier gilt wieder: es gibt keine Standardisierung an die sich alle Hersteller halten!). Bei max. Umgebungstemperatur von +85 C entstehen im Kern Temperaturen von +125 C das absolute Limit es macht also Sinn eine Spule zu verwenden, deren Werte deutlich oberhalb von 1A liegen. Für Buck-Wandler besagt eine Daumenregel hierfür mindestens das 1,5fache des gewünschten Laststroms zu wählen. Der letzte zu wählende Bauteil ist der Ausgangsfilterkondensator. Aus Gleichung 5.1 in Kapitel 5 kennen wie die Gleichung: V ripple = I ripple ESR 2 + (½π f C) 2 Für eine Näherung vernachlässigen wir den ESR und vereinfachen diese zu: I ripple C= Vripple 2π f 0.3 = = 4μF 0.1x2πx12000 Gleichung 10.14: Berechnung des Kondensators Auch hier ist eine ±20% Fertigungstoleranz zu berücksichtigen; ein 4.7µF MLCC wäre also eine gute Wahl. Das vereinfachte Schaltbild sieht dann aus wie folgt: 100μH 1A 12V Batterie Controller IC (120kHz) D1 R2 4.7μF MLCC Abb : Vereinfachtes Buck-Wandler-Schaltbild mit berechneten Bauteilwerten für einen 5V/1A Ausgang 250 260 Berechnung der Verluste im Buck-Wandler Die Verlustleistung im Buck-Wandler, wie bereits gezeigt, unterteilt sich in 3 Hauptanteile: 1: Koppelverluste in der Spule 2: Schaltverluste und Koppelverluste im MOSFET 3: Diodenverluste Verluste in der Spule Die Wellenform des Stroms durch die Spule sieht typischerweise aus wie in Abb gezeigt: I Inductor I ripple I average T δt Abb : Buck-Wandler-Stromverlauf (vereinfacht) t Die durchschnittliche Verlustleistung in der Spule ergibt sich aus: 2 P Verluste_L = I RMS_L R DCR_L Gleichung 10.15: Verlustleistung in einer 2 Spule 2 2 mit: I RMS_L = I average + Gleichung 10.16: Effektivwert des Spulenstroms (Faktor 1/12 aufgrund des dreieckförmigen Stromverlaufs) I 2 I ripple 12 Da wie angenommen die Welligkeit 30% von I average sein darf, reduziert sich Gleichung zu: I 2 = x RMS_L I2. average Die Abweichung von 0,375% ist vernachlässigbar, weshalb der Effektivwert des Ausgangsstroms dem durchschnittlichen Ausgangsstrom gleichgesetzt werden kann. Der Maximalwert des fließenden Stroms ist: I Peak_L = I average + I ripple 2 Gleichung 10.17: Maximalwert des Spulenstroms 251 261 Das heißt obwohl der Effektivwert des Spulenstroms maßgeblich vom durchschnittlichen Ausgangsstrom abhängt und die Welligkeit vernachlässigbar ist, wird der Maximalwert des Spulenstroms aufgrund der Welligkeit um ca. 15% höher sein. Die Impedanz der Spule, R L, soll nun ermittelt werden. Die Länge der in einer 100µH SMD-Induktivität verbauten Wicklung wird ca. 70cm sein, der Proximity-Effekt ist weitgehend vernachlässigbar, aber wie in beschrieben, reduziert der Skin-Effekt den nutzbaren Querschnitt mit dem Quadrat der Frequenz des Buch-Wandler-Welligkeitsstroms. Datenblätter geben nur den DC-Widerstand (DCR) an, nicht den effektiven R L bei AC. Dies ist aber kein Problem solange der AC-Strom durch den Großteil des Querschnitts fließt (die Eindringtiefe aus Gleichung 10.8 ist nicht kleiner als der halbe Leitungsdurchmesser), dann sind DC-Widerstand und AC-Widerstand gleich und es kann der Datenblattwert für die weitere Berechnung verwendet werden. Um abzuschätzen, ob der Skin-Effekt zu berücksichtigen wird, hilft es das Verhältnis AC- zu DC-Widerstand zu betrachten. Anders gesagt, wenn Eindringtiefe = Leitungsradius. ACR DCR = Gleichung 10.18: Verhältnis AC- zu DC-Widerstand (für runden Querschnitt) mit δ = Eindringtiefe, r = Leitungsradius r 2 2rδ - δ 2 Es ist klar, dass wenn r=δ, sich die Gleichung 10 zu 1 reduziert, d.h. der gesamte Querschnitt den AC-Strom führt. Bei 120kHz Schaltfrequenz entspricht die Eindringtiefe einer AWG26-Leitung, d.h. solange unsere Leitung diesen Durchmesser oder weniger hat, kann der Skin-Effekt vernachlässigt werden. Tabelle 10.2 zeigt hierfür die relevanten Parameter: AWG Leitungsradius (mm) Querschnitt (mm²) DC Widerstand 20 C) Frequenz bis zu ACR=DCR kHz KHz kHz kHz kHz kHz kHz Tabelle 10.2: Leitungsdimensionen und ACR/DCR-Einheitsfrequenz Gleichungen und können kombiniert werden um den ACR aus einem gegebenen DCR, runder Kupferleitung und der Frequenz zu ermitteln: 252 262 ρl ACR = = A eff ρl πr 2 - π(r - δ)2 Gleichung 10.19: ACR Berechnung für eine Leitung mit rundem Querschnitt mit: ρ DCR in Ωm -1, l Länge der Leitung und A eff dem effektiven Querschnitt (Eindringtiefenquerschnitt) Um zu sehen welchen Einfluss der DCR und der Skin-Effekt auf die Verlustleistung haben, lassen Sie uns nun annehmen, dass 2 anscheinend äquivalente 100µH Spulen zur Verfügung stehen, um einen Buck-Wandler mit einer gewünschten Schaltfrequenz von 330kHz aufzubauen: Spezifikation SMD Spule 1 SMD Spule 2 Induktivität 100µH 100µH Baugröße 10mm x 10mm x 5mm 10mm x 10mm x 5mm Angegebener Stromwert 1.5A 1.5A Sättigungsstrom 1.8A 1.8A Leitungsquerschnitt 1 x AWG24 (0.205mm²) 4 x AWG30 (total 0.204mm²) DCR (1.5m Leitung) Ω Ω ACR (@330kHz) Ω Ω Tabelle 10.3: Vergleich zweier Spulenspezifikationen Beide Spulen scheinen identisch, wenn man nur den DC-Werten Beachtung schenkt. Bei 330kHz allerdings sind die Verluste in Spule 1 um 34% höher als in Spule 2. Praktischer Hinweis Bei der Auswahl der Spule ist sowohl auf den ACR- als auch auf den DCR-Wert zu achten. Für den Fall, dass die Spule hochfrequenten Welligkeitsströmen ausgesetzt ist, kann es sinnvoll sein, eine Spule mit litzenförmig ausgeführten Leitungen der Wicklung oder mit flachem Leitungsquerschnitt zu wählen. Als generelle Daumenregel gilt eine Spule mit mindestens dem 1,5fachen Wert der Strombelastbarkeit vorzusehen um die Kerntemperatur auch bei hohen Umgebungstemperaturen auf einem sicheren, niedrigen Level zu halten und auch um bei Schwankungen aufgrund von Fertigungstoleranzen auf der sicheren Seite zu liegen Berechnung der MOSFET Verluste Die Verlustleistung im Schalt-FET berechnet sich aus: P Verluste_FET = V out V in 2 I rms R DS_ON Gleichung 10.20: FET Verlustleistung 253 263 Der Maximalwert der Verlustleistung tritt auf bei V in max und Volllast. Für einen typischen FET mit R DS_ON von 0.026Ω: 14 P Verluste_FET = x1x0.026 = 0.073W Berechnung der Diodenverluste Die Verlustleistung in der Diode berechnet sich aus: P Verluste_DIODE = (1 - V out V in )I rms V F Gleichung 10.21: Dioden-Verlustleistung Der Maximalwert wird wiederum auftreten bei V in max und Volllast. Für eine typische Diode mit V F von 0.5V: 5 P Verluste_DIODE = (1 - )x1x0.5 = 0.321W 14 Daraus ergeben sich Gesamtverluste für den Buck-Wandler (mit Spule 1) von 0.198W W W = 0.59W. Dies entspricht einem Wirkungsgrad bei Volllast von 89.4%. Bei nominaler Eingangsspannung von 12V erreicht der Wirkungsgrad ca. 90%. All das kann man in Erfahrung bringen bevor der Lötkolben das erste Mal warm geworden ist! Boost-Wandler Berechnung Für den Fall, dass die Vorgabe dahingehend ist, dass ein Boost-Wandler zum Einsatz kommen soll müssen obige Gleichungen umgestellt werden. Die Berechnung des Puls-Pausen-Verhältnisses aus Gleichung ergibt: δ = 1 - V in,min V out,max Gleichung 10.22: Puls-Pausen-Verhältnis Berechnung für einen Boost-Wandler Und damit ergibt die Berechnung der benötigten Induktivität zu: (1 - δ) 2 (V L = out,max - V in,min ) I ripple I out f Gleichung 10.23: Induktivtätenberechnung für einen Boost-Wandler Der durchschnittliche Strom in der Spule ist nicht mehr durch den Ausgangsstrom anzunähern, er entspricht beim Boost-Wandler I out /1-δ. Bei einem typischen Puls-Pausen-Verhältnis von 50% ist er somit ca. das Doppelte des Ausgangsstroms. In der Praxis heißt das, eine 254 264 Spule mit Stromrating von ca. dem 4fachen des maximalen Ausgangsstromes ist auszuwählen, um bei +85 C Umgebungstemperatur einen sicheren Betrieb zu gewährleisten. Die dafür nötigen dickeren Drähte der Wicklung bedeuten wiederum, dass der Skin-Effekt für die Verlustleistung der Spule kaum zum Tragen kommt. Die Berechnung für die Größe des Ausgangsfilterkondensators bleibt die gleiche wie für den Abwärtswandler, daher gilt Gleichung immer noch Grundlegendes zu Transformatoren Die bisher besprochenen Zusammenhänge betreffen DC- und AC-Magnetfelder in einer Spule. Eine besondere Eigenschaft von AC-Magnetfeldern ist, dass dadurch in einem Leiter oder einer anderen Wicklung, die sich innerhalb des magnetischen Feldes befinden, ein Stromfluss induziert werden kann. Kurz gesagt: AC-Magnetfelder können dazu genutzt werden Transformatoren aufzubauen. Ein realer Transformator speichert keine Energie jegliche Energie in seiner Primärwicklung wird augenblicklich an den Ausgang weitergegeben. Ein Vorwärts- oder Push-Pull-Wandler ist das üblichste Beispiel der Anwendung eines Transformators in einem DC/DC-Wandler. Jegliche Energie, die im Transformator gespeichert wird, sei es aufgrund von Streuinduktivitäten oder Gegeninduktivitäten, wird als Verlust bezeichnet. Andererseits verwendet ein Flyback-Wandler die im Luftspalt-Kern gespeicherte Energie, die in der darauffolgenden Hälfte des Schaltzyklus an den Ausgang weitergeleitet wird. In diesem Fall sprechen wir von 2 magnetisch gekoppelten Spulen anstatt von einem Transformator. Es ist keine pedantische Wortklauberei zwischen Transformatoren und gekoppelten Spulen klar zu unterscheiden. Wie diese Verluste und Mechanismen entstehen, ist bei beiden jeweils unterschiedlich und hängt von den unterschiedlichen Betriebsbedingungen ab, deshalb ist ein klares Verständnis essentiell für eine optimale Transformatorenauslegung Selbstoszillierender Royer-Push-Pull-Wandler Der Royer-Push-Pull-Wandler verwendet einen Transformator und ist eine der ältesten Spannungsversorgungs-Topologien. Weniger als 10 Jahre nach der Erfindung des bipolaren Transistors wurde dieser Wandler 1954 patentiert. Obwohl am ersten Blick einfach erscheinend sind die Zusammenhänge komplexer als gedacht. Der Kern muss in Sättigung gehen, damit die Schaltung anfangen kann zu oszillieren. Somit wird eine der Kardinalregeln der Auslegung magnetischer Kreise gebrochen, die besagt, Sättigung, wann immer möglich, zu vermeiden. R b2 T1bf TR1 +Vin T1ap T1as C1 T1bp T1bs TR2 T1af R b1 Abb : Royer-Push-Pull-Oszillator Die Pfeile kennzeichnen die magnetische Kopplung zwischen der Primärwicklung T1ap und den Feedback-Wicklungen. 255 265 Betrachten wir nun die Situation, wenn TR1 anfängt in den leitenden Zustand überzugehen. Der Strom durch die Primärwicklung T1ap steigt an und aufgrund der magnetischen Kopplung (blauer Pfeil), wird eine positive Spannung in der gegenläufig gewickelten Feedback-Wicklung T1af induziert. Dies verstärkt die Ansteuerung von TR1 (positives Feedback). Gleichzeitig wird auch in der gleichläufig gewickelten Feedback-Wicklung T1bf eine negative Spannung induziert, die TR2 gesperrt bleiben lässt. Dieser Zustand bleibt solange bestehen bis der Kern in Sättigung gerät. Dann passieren mehrere Dinge gleichzeitig. Der Strom in TR1 steigt exzessiv an (begrenzt nur durch den primärseitigen DCR) und die magnetische Kopplung zwischen den Wicklungen bricht zusammen (Der Kern verhält sich nicht länger magnetisch) was wiederum dazu führt, dass TR1 nicht länger aufgesteuert wird und die Spannung an T1ap zusammenbricht. Dieser abrupte Zusammenbruch der Spannung an der Primärwicklung T1ap, die über Luft (oder besser gesagt über die Streuinduktivität) mit den Feedback-Wicklungen gekoppelt ist, führt zu einer Polaritätsumkehr an diesen. Da Tr1 gesperrt ist, geht der Kern aus der Sättigung; TR2 wird leitend, da das Feedback via T1bf (blauer Pfeil) positiv ist und TR1 bleibt gesperrt R b2 T1bf TR1 +Vin T1ap T1as C1 T1bp T1bs TR2 T1af aufgrund der negativen Spannung der Abb : Royer-Push-Pull-Oszillator Feedback-Wicklung T1af. Dies bleibt solange bestehen, bis der Kern in die nega- Die Pfeile kennzeichnen die magnetische Kopplung zwischen der Primärwicklung T1bp tive Sättigung gerät und der ganze Zyklus und den Feedback-Wicklungen. von vorne beginnt. Das magnetische Feld im Kern kann im BH-Diagramm, wie in Abb gezeigt, dargestellt werden. Der Kern sättigt zwischen den E-F-E- und B-A-B-Teilen des Zykluses. Die Kurve ist auch nahezu rechteckig, da der Kern entweder voll gesättigt ist oder sich am Übergang zwischen den beiden Sättigungspunkten befindet. R b1 B +B s G E F D H -B s C Measure value status A B P1: ampl(c1) 6.82 V P2: freq(c1) khz P3: mms(c4) 111 ma P4: mean(c1) 3.34 V P5:... P6:... P7:... P8:... C1 DC1M 5.00V/div 0.00 V offset C2 DC1M 2.00V/div 0 mv offset C3 DC1M 500 mv/div 0 mv offset C4 DC1M 500 ma/div 0 ma offset Abb : BH Hysteresekurve Abb : TR1 Signal-Wellenformen 256 266 Das Oszilloskop-Bild (Abb ) zeigt wie schnell der Übergang stattfindet. Kanal 1 (gelb) zeigt TR1 V CE, Kanal 2 (blau) TR1 V BE und Kanal 3 (grün) TR1 I CE. Die gleichen Wellenformen finden wir an TR2, eben gegenphasig. Die Oszillationsfrequenz in diesem Beispiel beträgt ca. 85kHz (12µs Pulsdauer). Das positive Feedback beschleunigt das Schalten, der verwendeten Universaltransistoren auf beachtliche 100ns Betrachtung der Royer-Transformatoren-Auslegung Würde der Kern nicht so hart in die Sättigung getrieben, würde der selbstoszillierende Royer-Push-Pull-Wandler nicht ordnungsgemäß funktionieren. Ferritkerne sind für diese Anwendung geeignet. Ebenso ist darauf zu achten, dass die Feedbackwicklungen nahe an den Primärwicklungen sitzen, damit die direkte Kopplung untereinander (über Luft) sichergestellt ist und die negative Rückkopplung stattfinden kann, wenn der Kern in Sättigung ist. Die Anzahl der Windungen der Primärwicklung kann entsprechend gewählt werden um eine passende Frequenz, f, zu finden: V Versorgung x10 6 N P = 2B s A e 2 f Gleichung 10.24: Royer-Oszillator Frequenz-Gleichung Für einen 1:1 DC/DC-Wandler mit nominal 5V Eingangsspannung (4,7V an den Transistoren), einem ringförmigen MnZn Ferrit-Kern mit Sättigungsflussdichte, B s, von 300mT, einem effektiven Querschnitt, A e, von 5mm² und einer Schaltfrequenz von 120 khz, ergibt sich eine Windungszahl von: V Versorgung x10 6 5x10 6 ~ N P = = = 7 Windungen 2B s A e 2 f 0.6x5x2x120x10 3 Da die Primärwicklung mit Mittelanzapfung ist, ergibt sich eine Wicklungsanordnung von Windungen. Die Feedback-Wicklungen sollen ca. 1V generieren um die Transistor-Basen sicher anzusteuern, als sind 2 Windungen ausreichen (2/7 x 5V = 1,4V). Die Anzahl der sekundärseitigen Windungen entspricht die der Primärseite, da es sich um einen 1:1-Wandler (5V in, 5V out) handelt. Allerdings bleibt zu berücksichtigen, dass 0,7V am Ausgangsgleichrichter abfallen. Eine mittelangezapfte Sekundärwicklung mit Windungen ist also ausreichend. Der Hauptvorteil der Royer-Topologie ist neben dem einfachen Aufbau die geringe Windungszahl, da der Kern voll in allen 4 Quadranten betrieben wird, die Leistungsfähigkeit bei einer vorgegebenen Baugröße ist also das Doppelte gegenüber einer Topologie, die nur eine Seite des BH-Diagramms ausnützt. Praktischer Hinweis Die beiden Transistoren, TR1 und TR2, können ganz normale bipolare NPN-Universaltransistoren sein. Sie sollten nicht speziell aufeinander abgestimmt sein, da ein zu perfekt ausbalancierter Schaltkreis ein Problem beim Anlaufen haben kann. Deshalb keinesfalls Dual-Transistoren in einem Gehäuse verwenden. 257 267 Obwohl die I CE Stromspitze, die während der Kern in Sättigung geht sehr kurz ist (einige wenige Mikrosekunden), kann diese immer wiederkehrende Überlastung problematisch sein. Der Transistor-VCE-Wert muss mindestens das Doppelte der maximalen Eingangsspannung plus einem Überschwingspannungswert betragen. Ein Sicherheitspolster vom 3fachen oder 4fachen der Eingangsspannung ist zu empfehlen. Die schnellen Übergänge zwischen den Sättigungs-Punkten werden ebenso an den Ausgang übertragen und können dort zu Ausgangsspannung-Spitzen führen. Normalerweise ist das nicht kritisch, da diese Spitzen sehr kurz und mit wenig Energie sind. Im Leerlauf-Fall laden sie den Ausgangskondensator aber kontinuierlich auf, weshalb ohne Last am Wandler die Ausgangsspannung beachtlich hohe Werte erreichen kann. Für einen einfachen 1:1-Wandler kann dies 25% höher sein als unter Last. Sollte das problematisch sein, schafft eine Dummy- Last Abhilfe, die typischerweise 10% von Volllast haben sollte. Alternativ kann die Ausgangsspannung durch eine Zener-Diode begrenzt werden oder ein Präzisions-Shunt-Regler hält auch im Leerlauf die Spannung innerhalb akzeptabler Limits. Ein weiterer Nachteil des Royer-Oszillator-Designs ist, dass der Ausgang nicht kurzschlussfest ist. Da kein Rückkopplungsmechanismus den Strom begrenzt oder den Oszillator im Fehlerfall stoppt, führt ein Ausgangskurzschluss unmittelbar zur Überlastung der Schalttransistoren und zum Ausfall durch Überhitzung. Unglücklicherweise gibt es keinen einfachen Weg um eine Kurzschlusssicherung im Royer-Schaltprinzip vorzusehen. Es ist aber möglich durch entsprechende Wicklungstechniken die Transistoren auch innerhalb des SOAR (Safe Operating Area) zu betreiben, wenn der Wandler ausgangsseitig kurzgeschlossen wird Transformator Auslegung und Berechnung Flyback Spezifikationen Puls-Pausenverhältnis (duty cycle) festlegen Vorwärts Das nachstehende Ablaufdiagramm zur Auslegung und Berechnung von Transformatoren gibt einen groben Überblick über die elementaren Schritte. Der tatsächliche Prozess ist viel interaktiver und oft auch rekursiv. Rückschläge und Neustarts sind nicht ausgeschlossen, bevor ein akzeptables Ergebnis erreicht werden kann. Nur sehr unwahrscheinlich ist der erste Versuch zielführend und mitunter sind Prototypen nötig um zu einem optimalen Ergebnis mit bestmöglichen Transformatorcharakteristiken zu gelangen. erforderliche Induktivität berechnen Kern- und Luftspaltdimensionen festlegen primärseitige Windungszahl berechnen höheren Windungsquerschnitt oder Litzen verwenden Flyback Wicklungsverhältnis berechnen Kupferverluste Ok? Kern auswählen Windungszahlen für Primär-, Reset- und Sekundärwicklung berechnen höheren Windungsquerschnitt oder Litzen verwenden Vorwärts Abb : Ablauf der Transformator Auslegung und Berechnung Dämpfungsverluste OK? Ausgangsinduktivität und -kondensator berechnen Diodenkennwerte OK? Kerntemperatur und EMV-Verhalten OK? 258 ENDE 268 Vorwärtswandler Transformator-Auslegung Grundlegendes zum Vorwärtswandler Vorwärtswandler-Topologien können unterschiedlich aufgebaut sein einfach, in Push-Pull- (ähnlich der Royer-Topologie, allerdings durch externen Oszillator getaktet), in Voll-Brücken oder in Halb-Brücken-Wandler-Topologie. Im Gegensatz zu Flyback-Wandlern, die die Energie im Luftspalt magnetisch gekoppelter Spulen speichern, wird beim Vorwärtswandler die Energie kontinuierlich über den Transformator übertragen: Wenn primärseitig Strom fließt, so fließt auch auf der Sekundärseite Strom. Vorwärtswandler-Trafos erfordern deshalb üblicherweise keinen Luftspalt, obwohl manche Designs sehr dünne Luftspalte von 100um verwenden um die Vorteile von Flyback- und Vorwärts-Topologie zu vereinen. Der Hauptvorteil von Vorwärtswandlern ist, dass die gesamte magnetische Performance des Kerns genutzt werden kann. Hoch magnetisierbare Materialien halten die Spitzenströme in den Windungen gering. Vorwärtswandler eignen sich deshalb ideal für Anwendungen mit hohen Ausgangsströmen, speziell deshalb, weil die Kupferverluste niedriger sind als bei gleichwertigen Flyback-Wandlern. Der gravierendste Nachteil ist, dass eine Spule im Ausgangskreis und eine Freilaufdiode erforderlich werden, um über den gesamten Zyklus die Ausgangsspannung sicherzustellen. Dies führt zu höheren Bauteilkosten. Andererseits hilft diese Drossel die Ausgangswelligkeit zu befiltern. Der nötige Ausgangskondensator kann dadurch kleiner ausfallen. Ein Vorwärtswandler benötigt ebenfalls eine gewisse Mindestlast um einen sicheren Betrieb zu gewährleisten. magnetischer Kern L OUT D1 D2 C OUT R L D RESET S1 Abb : Vorwärtswandler-Transformator Vorwärtswandler verwenden den Transformator zur direkten Übersetzung, deshalb muss der Kern bei jedem Zyklus entmagnetisiert werden, andernfalls würde sich das Magnetfeld sukzessive aufbauen und der Kern irgendwann einmal in Sättigung gehen (schleichende Sättigung oder flux-walking). Voll-Brücken-, Halb-Brücken- und Push-Pull-Wandler invertieren die Polarität an den Primärwicklungen und zwingen den Kern somit in allen 4 Quadranten des BH-Diagramms zu arbeiten. Einfach-Wandler-Designs hingegen arbeiten nur im ersten Quadranten, eine eigene Demagnetisierungswicklung muss also vorgesehen werden, um 259 269 den Kern demagnetisieren zu können. Diese Demagnetisierungs- oder Reset-Wicklung hat üblicherweise dieselbe Anzahl an Windungen wie die Primärwicklung und sie sollte möglichst eng an diese gekoppelt sein um jegliches Überschwingen, das durch Streuinduktivitäten verursacht wird gering zu halten. Deshalb werden diese zusammen als bifilare Wicklung (2 isolierte Leitungen gemeinsam auf Kern gewickelt), wobei die Reset-Wicklung gegenphasig zur Primärwicklung betrieben wird. Diese Einfach-Wandler-Designs haben einen Bauteil- und Herstellkosten-Vorteil gegenüber den anderen Vorwärts-Varianten. Sie benötigen nur eine Versorgungsspannung und wenige externe Bauteile. Mit einem 1:1 Reset-zu-Primär-Wicklungsverhältnis kann der Kern nicht in Sättigung gehen, wenn das Puls-Pausen-Verhältnis unter 50% bleibt Schleichende Sättigung wird vermieden. Der Nachteil ist allerdings, dass die Spitzenspannung am MOSFET mindestens das Doppelte der Eingangsspannung ausmacht. Ein entsprechend geeigneter Schalttransistor ist nötig Vorwärtswandler Berechnungsbeispiel Der erste Schritt bei der Vorwärts-Wandler-Auslegung ist das Puls-Pausen-Verhältnis festzulegen. Da der Kern bei jedem Zyklus demagnetisiert werden muss, kann die Magnetisierungszeit nicht länger sein als die Reset-Zeit, d.h das Puls-Pausen-Verhältnis ist bei einem Maximum von 50% begrenzt. In der Praxis sind auch noch Toleranzen und sprungartige Änderungen der Eingangsspannung und Last zu berücksichtigen, weshalb ein Puls-Pausen-Verhältnis von 45% anzuraten ist. Im Endeffekt mach es Sinn ein Verhältnis von 40% bei normalem Betrieb und minimaler V in vorzusehen. Im folgenden Beispiel betrachten wir die einfache Vorwärtswandler-Topologie. Wie zuvor beim Buck-Wandler gelten dieselben Spezifikationen. Eingangsspannungsbereich: Ausgangsspannung: Ausgangsstrom: Restwelligkeit der Ausgangsspannung: Schaltfrequenz: Betriebstemperaturbereich: 9 14VDC 5VDC 1A 100mVp-p max. 120 khz 0 bis +85 C Umgebungstemperatur Für CCM-Betrieb (continuous current mode) kann die selbe Puls-Pausen-Verhältnis -Berechnung wie für den Buck-Wandler (Gleichung 10.12) verwendet werden. Lediglich das Trafo-Übersetzungsverhältnis muss mit einfließen: δ = V out V in, max x n pri n sec Gleichung 10.25: Puls-Pausen-Verhältnis Zusammenhang 260 270 Die Anzahl der primärseitigen Windungen kann aus folgender Gleichung 10.ermittelt werden: n pri = V in,max δ max B sat A e f Gleichung 10.26: Primärseitige Windungsanzahl Die meisten 10W Ferritkerne haben einen B sat Wert von mT. Lassen Sie uns annehmen, wir setzen einen Kern mit ca. 0.4T ein, der bei einer Flußdichtenänderung von 0.3T über den gesamten Temperaturbereich nicht in Sättigung geht. Den effektiven Querschnitt, A e, zu ermitteln ist nicht so einfach, da er stark von der verwendeten Geometrie des Kerns abhängt. Wir stecken also in einer Endlosschleife: Um die nötige Anzahl der Windungen der Primärwicklung zu erhalten, müssen wir zuerst die Kerngeometrie kennen. Diese können wir aber nicht finden, ohne zu wissen, wie viele primärseitige Wicklungen unterzubringen sind. Allerdings wissen wir, dass es sich hier um relativ kleine Leistungen handelt und dass 3 Wicklungen (Primär-, Sekundär- und Reset-Wicklung) von Nöten sind. Also wird ein kleiner Kern mit großem Bereich für die Wicklungen am sinnvollsten sein beispielsweise ein P-Kern. Eine geeignete Kerngröße wäre ein P9/5 Kern. Dieser hat folgende Spezifikationen: Core: Typ A e B sat (at 25 C) Durchmesser Höhe P9/5-1S 10.1mm² 450mT 9.5mm 5.4mm Bobbin: Typ Wicklungsraum Wicklungsbreite MLT Bauhöhe CP-P9/5-1S 3.1mm² 2.5mm 18.9mm 1.28mm Jetzt, wo ein möglicher Kern gewählt ist, kann im nächsten Schritt mit dessen Werten die Windungsanzahl gefunden werden. V in,max δ max n pri = = f A e ΔB 9x x10 3 x10.1x10-6 x Windungen Gleichung 10.27: Berechnung der Primärwicklung Praktischer Hinweis Dies stellt das Minimum der Windungen dar, weshalb wir 12 Windungen für die Primärwicklung wählen. Die Anzahl der Windungen in der Reset-Wicklung ist genau so groß (12 Windungen). Da diese aber keinen so hohen Strom zu führen haben, kann der Durchmesser des Drahtes der Reset-Wicklung um den Faktor 3-4 geringer sein. 261 271 Die Anzahl der Windungen sekundärseitig kann berechnet werden aus folgender Gleichung, wobei der Spannungsabfall V L an der Ausgangsinduktivität zu berücksichtigen ist, typischerweise 0,5V: n pri (V out + V Diode drop + V L ) 12( ) n sec = = 17.7 Windungen δ max V in,min 0.45x9 Gleichung 10.28: Berechnung der Sekundärwicklung Auch hier ist es die Mindestanzahl, wir wählen also aus Sicherheitsgründen etwas mehr; eine Windungszahl von 20 sollte hierfür ausreichend Reserven bieten. Für die Primär- und die Sekundärwicklung kann ein AWG26-Draht verwendet werden (um Skin-Effekt bei 120kHz zu vermeiden). AWG 26 hat einen Durchmesser von 0.202mm, 12 Windungen finden in einer Lage Platz. Die Primärseite besteht aus 2 Lagen zu je 6 Windungen bifilar gewickelter Primär- und Reset-Wicklung (AWG26 und AWG30) und die Sekundärseite aus 2 Lagen zu je 10 Windungen mit einem AWG26-Draht. Die Bauhöhe der 4 Lagen wird ca. 0.8mm betragen, es steht ausreichend Platz zur Verfügung um zwischen Primär- und Sekundärwicklungen einige Lagen Isolation vorzusehen, sofern nötig. Der durchschnittliche primärseitige Strom wird sein: I pri,avg = Eingangsleistung δv in Nehmen wir einen Wirkungsgrad von 90% an, wird die aufgenommene Leistung 5.5V x 1A / 0.9 = 6.1W betragen. Der höchste primärseitige Strom fließt bei V in, min, ergibt: 6.1 I pri,avg, max = = 1.5A 0.45x9 Die Perimeter-Dimension ist 18.9mm. Für eine erste Näherung kann der Widerstand pro Windung mittels Gleichung berechnet werden: R DC = A ρl Gleichung 10.29: Widerstandsberechnung. ρ ist der spezifische Widerstand von Kupfer = x 10-8 Ω m, l = Länge (m) und A ist der Leiterquerschnitt (πr²) in m² Für unser Beispiel ist der DC-Widerstand der AWG26-Leitung 134mΩm -1, oder 2.5mΩ pro Windung. Die I²R Kupferverluste betragen 67.5mW primärseitig und 5mW sekundärseitig (1A Ausgangsstrom). Die gesamten Kupferverluste sind 72.5mW, oder ca. 1.5% der gesamten Leistung des Trafos ein sehr guter Wert. 262 272 Die Ausgangsdrossel sollte so ausgelegt sein, dass 30% des AC-Stroms durch den Kondensator fließen. Für höhere Ströme wäre es besser eine größere Spule und einen kleineren Kondensator zu wählen um die AC-Belastung des Kondensators gering zu halten. In diesem Fall werden besser nur 10-20% Welligkeit angesetzt. Der höchste Wert der Welligkeit tritt auf bei maximalem Puls-Pausen-Verhältnis, weshalb die Drossel mindestens 42uH haben sollte: V L out = sec 6 = = 42µH 4fΔI out,ripple 4x120x10 3 x30% Gleichung 10.30: Berechnung der Ausgangsdrossel Der Ausgangskondensator kann nach derselben Form berechnet werden, wie in Gleichung für den Buck-Wandler: I ripple C = = V ripple 2πf x2πx12000 = 4µF Insgesamt werden im Vorwärtswandler 3 Dioden eingesetzt; die Reset-Diode und 2 Gleichrichterdioden am Ausgang. Bei 50% Puls-Pausen-Verhältnis führt abwechselnd jede sekundärseitige Diode den Ausgangsstrom. Der äquivalente Dauerstrom in jeder dieser 2 Dioden ist der Ausgangsstrom dividiert durch die Wurzel aus 2; in unserem Beispiel ca. 0,7A. Praktischer Hinweis Die sekundärseitigen Dioden müssen für den äquivalenten Effektivwert des Ausgangsstroms ausgelegt sein. Dieser ist abhängig vom Puls-Pausen-Verhältnis (erwarten Sie nicht, dass jede Diode nur 50% des durchschnittlichen Ausgangsstroms führt). Eine besser geeignete Annahme ist, dass beide Dioden den ganzen Ausgangsstrom führen. Um Diodenverluste bei hohen Strömen niedrig zu halten, ist es sinnvoll Shottky-Dioden oder Synchrongleichrichtung einzusetzen. Die Ausgangsdioden müssen auch geeignet sein hohen Sperrspannungen zu widerstehen: n sec 18 V D,reset = 1.5 V in,max =1.5 x x 14 = 31.5V 12 n pri Gleichung 10.31: Berechnung der Sperrspannung der Ausgangsdioden. Der Faktor 1,5 gewährleistet ausreichende Sicherheit gegenüber Schwingungen und Toleranzen. Die Verlustleistung der Diode an der Reset-Wicklung ist in der Regel vernachlässigbar. Allerdings muss auch diese Diode eine Sperrspannung haben, die mindestens das Doppelte der maximalen Eingangsspannung ist. 263 273 Praktischer Hinweis Die Diode an der Reset-Wicklung sollte eine Diode mit geringer Vorwärtsspannung und entsprechender Sperrspannung sein (typisch das 2.5 bis 3fach von V inmax ). Die Sperrverzögerungszeit (reverse recovery speed) dieser Diode hingegen ist weniger kritisch Flyback-Wandler Berechnungsbeispiel Beim Flyback-Wandler wird die im Luftspalt gespeicherte Energie pulsförmig zwischen 2 magnetisch gekoppelten Spulen übertragen. In vielen Fällen kann der Flyback-Wandler als ein über einen Transformator isolierter Buck/Boost-Wandler angesehen werden, mit der Option durch Wahl des Übersetzungsverhältnisses sowohl eine Aufwärts- wie eine Abwärtswandlung durchzuführen ohne das PWM-Puls-Pausen-Verhältnis (duty cycle) nicht zu stark von 50% abweichen zu lassen. Deshalb sind Flyback-Designs weit verbreitet in AC/DC-Versorgungssystemen, bei denen eine niedrige DC-Spannung aus einer gleichgerichteten AC-Spannung von mehreren hundert Volt erzeugt werden soll. Neben der Einfachheit der Topologie ist ein weiterer Vorteil keine Ausgangsdrossel zu erfordern, deshalb ideal für kosten- und platzoptimierte Spannungsversorgungen. Luftspalt D OUT C OUT R L D CLAMP S1 Abb : Flyback-Wandler. Die sekundärseitige Wicklung ist gegenläufig zur Primärwicklung ausgeführt. Auch hier verwenden wir wieder dieselben Spezifikationen wie im Kapitel für den Buck-Wandler: Eingangsspannungsbereich: Ausgangsspannung: Ausgangsstrom: Restwelligkeit der Ausgangsspannung: Schaltfrequenz: Betriebstemperaturbereich: 9 14VDC 5VDC 1A 100mVp-p max. 120 khz 0 bis +85 C Umgebungstemperatur Der erste Schritt ist das Puls-Pausen-Verhältnis und das Windungsverhältnis zu bestimmen. 264 274 Diese 2 Parameter sind miteinander verschränkt bestimmen wir den einen, wird der andere mitbestimmt. Bei Flyback-Wandlern mit Stromsteuerung wird das maximale Puls-Pausen-Verhältnis bei minimaler Eingangsspannung auftreten und ca. 50% betragen. Praktischer Hinweis 50% Puls-Pausen-Verhältnis ist das theoretische Maximum, allerdings sollte in der Praxis ein gewisser Spielraum eingerechnet werden. Dies vermeidet unerwünschte Schwingungen in der Schleifenkompensation. Deshalb sind 40% die bessere Wahl. Der Zusammenhang zwischen Puls-Pausen-Verhältnis, Eingangsspannung, effektiver Ausgangsspannung und Windungszahlverhältnis ergibt sich zu: n p n s δ max = x 1 - δ max V in,min V out + V Diode drop Gleichung 10.32: Zusammenhang zwischen Windungszahlverhältnis und Puls-Pausen-Verhältnis Für unser Beispiel ergibt das berechnete Windungszahlverhältnis: Praktischer Hinweis Oft ist die nächste ganze Zahl des Verhältnisses zu wählen. Man beachte aber, dass das Verhältnis wichtig ist und nicht die absolute Anzahl an Windungen. Zum Beispiel würde die Berechnung ein Verhältnis von 1.5 ergeben, wäre nicht 1:1 oder 1:2 die nächstbessere Wahl, sondern 2:3 eine exakte. Das gewählte Verhältnis sollte in Gleichung eingesetzt werden, um zu prüfen, ob das Puls-Pausen-Verhältnis dann immer noch im sicheren Bereich liegt. Gleichung sagt das Gleiche aus wie Gleichung 10.32, allerdings umgestellt auf das Puls-Pausen-Verhältnis: Gleichung 10.33: Zusammenhang zwischen Puls-Pausen-Verhältnis und Windungszahlverhältnis n p = x = 1.09, quasi 1: n s δ max = n p n s n p V n s + in, min V out + V Diode Da unsere 1:1 Lösung sehr nahe am berechneten 1:1,09 liegt, ergibt sich ein maximales Puls-Pausen-Verhältnis von 38%. Der nächste Schritt ist die Induktivität zu berechnen. Zuerst allerdings ist es nötig den durchschnittlichen Strom in der Sekundärwicklung bei maximalem Puls-Pausen-Verhältnis zu kennen: I out 1 I avg, sec = = =1.63A 1 - δ max Gleichung 10.34: Sekundärstromberechnung 265 275 Die sekundärseitige Induktivität kann nun bei bekannten Werten für Frequenz und Ausgangswelligkeit ermittelt werden. Wie im Buck-Wandler-Beispiel, nehmen wir hier 120kHz und 30% an: (V out + V Diode drop )(1-δ max ) (5+0.5)(1-0.38) L sec = = = 58µH Ripple I avg, secf 0.3x1.63x120x10 3 Gleichung 10.35: Sekundärseitige Induktivität Über das Windungszahlverhältnis ergibt sich dann für die primärseitige Induktivität: L pri = L sec ( n pri n ) 2 sec Gleichung 10.36: Primärseitige Induktivität Gleichung ergibt also ebenfalls 58µH für die primärseitige Induktivität (wie nicht anders zu erwarten bei einem Windungszahlverhältnis von 1:1). Die bekannten Induktivitäten erlauben die benötigte Anzahl an Windungen zu berechnen sofern man die Kerncharakteristiken kennt. An diesem Punkt angelangt gilt es einen passenden Transformatorkern auszuwählen. Die beste Wahl für einen 120kHz-Anwendung ist ein Ferritkern mit einer Permeabilität von ca Die Herstellerangaben für mögliche Kerngeometrien bei unterschiedlichen Leistungen und für unterschiedliche Topologien helfen bei der Auswahl. Unsere Anwendung ist für relativ kleine Leistungen, weshalb ein EP10-Kern geeignet erscheint, der für 10W und 120kHz empfohlen wird: 100 geschätzte Maximalleistung (Log Scales) Push-Pull DC-DC Flyback Leistung (W) Frequenz (khz) Abb : EP10-Kern Anwendungsempfehlungen des Herstellers Der EP10-Kern ist eine sehr kompakte Bauform, ideal geeignet für kleine SMD-Spannungsversorgungen: 266 276 11.43mm 15.24mm mm Kern Effektiver Querschnitt Länge des magnetischen Pfads Volumen EP mm² 19.20mm 180,29mm³ Abb : Typische EP10 Dimensionen Die Mindestanzahl an Windungen ergibt sich aus der Sättigungsflussdichte und dem Kernquerschnitt: L pri I pri n pri,min = Bsat A Core Gleichung 10.37: Minimale Windungszahl Wir kennen den Ausgangsstrom, wissen allerdings noch nichts über den Strom auf der Primärseite. Bevor wir mit der Berechnung fortfahren sollte dieser abgeschätzt werden. Hierfür müssen wir den Wirkungsgrad, ƞ, des Transformators kennen. Wie wählen einen typischen Wert von 90%: I out (V out + V Diode drop ) 5.5 L Iavg,pri = = = 1.78A ŋv in,min δ max 0.9x9x0.38 Gleichung 10.38: Durchschnittliche Primärstrom (Effektivwert) Für einen EP10-Kern ist der Querschnitt lt. Datenblatt 11.30mm² und das Ferritmaterial des Kerns hat eine maximale Flussdichte von 360mT bei 100 C. Da wir stromgesteuerte Regelung einsetzen wollen, ist es zulässig diese maximale Flussdichte zuzulassen. Bei spannungsgesteuerten Regelungsvarianten wäre ein Sicherheitsabstand dazu vorzusehen. Somit ergibt die Mindestanzahl an Windungen: Praktischer Hinweis L pri I pri 58µHx1.78 n pri,min = = = 25 Windungen B sat A e 0.36x11.3x10-6 Das stellt das absolute Minimum an Windungen dar. Wir können mehr Windungen vorsehen um einen gewissen Sicherheitsspielraum zu haben. Typischerweise sieht man hierfür 10% mehr vor, also wählen wir 28 Windungen für unser Beispiel. Da das Verhältnis 1:1 ist, ebenso für die Sekundärseite. 267 277 Ein 1:1 Transformator ist einfach zu wickeln. Wäre das Verhältnis aber z.b. 3:2, dann wäre ein Verhältnis, das wiederum einfach teilbar ist, zu empfehlen, z.b. 30:20. Die Beschränkung der maximalen Windungsanzahl ergibt sich aus den Kupferverlusten und den zur Verfügung stehenden Volumen im Wickelkörper. Als nächstes gilt es die Kernverluste zu ermitteln. Die Kernverluste aufgrund der Änderungen des magnetischen Flusses hängen ab von den Kernparametern, der Welligkeit des Stroms und der Windungsanzahl (mehr Windungen reduzieren diese Flussänderung): L pri I Ripple, pri 58µHx1.78Ax0.3 ΔB = = = 98mT n pri A Kern 28tx11.3x10-6 Gleichung 10.39: Berechnung der Flussänderung Der effektive Kernquerschnitt (A e ) ist im Herstellerdatenblatt zu finden. Die Stromwelligkeit wiederum 30% des Durchschnittsstroms. Gleichung ergibt die Flussänderung im Kern. Um die Kernverluste berechnen zu können, verwenden wir die Hälfte dieses Werts (49mT) und sehen im Herstellerdatenblatt die Kurve für Kernverluste des Ferritmaterials an (ähnlich zu Abb ). Dies ergibt Kernverluste von ca. 10kW/m³ bei 120kHz und 49mT, was für den EP10-Kern mit einem Volumen von 217mm³ einem Verlustwert von 2.17mW ergibt: Spezifische Kernverluste = 10kW m 3 x 217mm 3 = 2.17mW Gleichung 10.40: Kernverluste Kernverluste von lediglich 2mW ergeben sich deshalb, weil die Schaltfrequenz relativ gering ist. Würden wir beispielsweise dieser auf 200kHz erhöhen, wären die Verluste im Kern bei 60mW. Der Zusammenhang zwischen Frequenz und Kernverlusten wird oft in Herstellerdatenblättern angegeben: 268 278 10000 Tc = 80 C kHz 200kHz 100kHz 64kHz 32kHz 25kHz Kernverluste Pcv (kw -3 m ) Flussdichte (mt) 1000 Abb : Herstellerangaben für Kernverluste vs. Flussdichte und Frequenz Berechnung der Luftspaltlänge Die benötigte Luftspaltlänge (l g ) kann aus folgendem Zusammenhang ermittelt werden: l g = n pri L pri µ 0 A eff Gleichung 10.41: Luftspaltlänge (in mm) A eff ist der effektive Querschnitt des Stegs in dem sich der Luftspalt befindet. Der geometrische Querschnitt ist für rechteckförmige Stege Breite x Tiefe und für zylindrische πr². Die Flusslinien weichen allerdings an den Seiten auch etwas aus, was einen effektiven Querschnitt, A eff, ergibt, der um den Faktor 110% bis 125% größer ist als der geometrische Querschnitt. Geometrischer Querschnitt, Ae Effektiver Querschnitt, Aeff Abb : Eff. Querschnitt, A eff, resultierend aus der Flussabweichung im Luftspalt Für einen EP10-Kern hat der zylindrische Mittelsteg einen Durchmesser von 3.45mm. Da es sich um kleine Leistungen handelt, wird der Fluss nicht maßgeblich abweichen. Wir nehmen 269 279 den geometrischen Querschnitt als erste Näherung an: Die erforderliche Luftspaltlänger ergibt dann ungefähr: 25 l g = πx10-7 x9.35x10-6 = 0.126mm 58µH Praktischer Hinweis Würth Midcom bietet ein Online-Luftspalt-Berechnungstool an: web/en/passive_components_custom_magnetics/products_pbcm/gap_calculator.php. Dieses Berechnungstool liefert genauere Ergebnisse. In unserem Fall 0.103mm. Kupferverluste Die Kupferverluste berechnen sich aus dem ohm schen Gesetz (P loss = I 2 R). RMS Die Effektivwerte der Ströme sind die Mittelwerte des Stroms, der primärseitig im ON-Zustand und sekundärseitig im OFF-Zustand fließt. I out 1 I rms,sec = = = 1.27A 1-δ max I out (V out + V Diode drop ) 5.5 L rms,pri = = = 1.24 A 0.8x9x 0.38 ƞv in,min δ max Gleichung 10.42: Effektivwerte der Ströme Die maximale Drahtstärke ist abhängig vom Wickelkörper und der Bauhöhe. Abb zeigt die Dimensionen des EP10-Kern-Wickelkörpers. Wickelraum Wickelraum Bestellnummer Breite (mm) Tiefe (mm) Perimeter (mm) Perimeter Tiefe des WR Breite Abb : EP10 Wickelkörper 270 280 Wir benötigen Windungen und zusätzlich Zu- und Ableitungen. Funktionale Isolation ist ausreichend und es müssen keine physischen Trennelemente (clearances) vorgesehen werden. Eine 4lagige Wicklungsanordnung mit je 14 Windungen würde einen Drahtdurchmesser von 5,8/14 = 0.414mm erlauben. Ein AWG20-Draht wäre deshalb geeignet und ergibt eine Bauhöhe von 4*0.406 = 1,62mm. Dies findet zusammen mit ein paar Lagen Isolation problemlos Platz am Wickelkörper, dessen Bauhöhe 2.08mm beträgt. 14 Windungen mit AWG20 würden optimal passen, wenn wir aber die Kupferverluste minimieren wollen, wäre die nächstgrößere Drahtstärke AWG18. Damit wären pro Lage nur mehr 11 Windungen möglich, d.h. eine 6-lagige Spule mit Bauhöhe 6x0.51 = 3.06mm wäre das Ergebnis zu groß für den gewählten Wickelkörper. Die Perimeter-Abmessung ist 16.23mm, was in unserem Beispiel einen DC-Widerstand des AWG20-Drahtes von 0.5mΩ pro Windung oder 14mΩ pro Wicklung ergibt. Die Kupferverluste sind deshalb I²R oder 23mW primärseitig 22mW sekundärseitig. Die gesamten Kupferverluste sind somit 45mW oder ca. 1% der gesamten Leistung des Transformators ein sehr akzeptabler Wert. Praktischer Hinweis In unserem Beispiel sind Drahtdurchmesser und Wicklungsverhältnis gleich für Primär- und Sekundärseite. Dies ist üblich in einfachen DC/DC-Wandlern. In anderen Fällen aber kann es sinnvoll sein, unterschiedliche Drähte für Primär- und Sekundärwicklungen zu verwenden Flyback Dämpfung und damit verbundene Verluste Der vereinfachte Flyback-Schaltkreis und die Beschreibung aus Kapitel 1 ( ) vermissen eine weit verbreitete Erweiterung, Dämpfung genannt. Die Spannung über den Schalt- FET kann deutlich höher werden als bloß die Eingangsspannung plus die reflektierte Ausgangsspannung (Vout multipliziert mit N, dem Windungszahlverhältnis), da diese zusätzliche Spannung mit Streuinduktivitäten und Wicklungskapazitäten reagiert: Vereinfacht: V peak = V in + NV out Real: V peak = V in + NV out + I L pri,leakage peak (Cpri,Wicklung + C FET, OSS ) Gleichung 10.43: Vereinfachte u. reale Berechnung der Spitzenspannung am Schalt- FET In unserem Beispiel wäre die Spannung am FET lt. vereinfachter Betrachtung 19V. Berücksichtigt man aber eine gesamte Leckkapazität von 100pF und eine Streuinduktivität von 10nH, 271 281 dann erreicht dieser Spitzenwert nahezu 32V. Somit wäre ein 30V-FET nicht mehr zulässig, obwohl die maximale Eingangsspannung lediglich 14V beträgt. Abhilfe schafft hier ein Dämpfungskreis (snubber network) parallel zur Primärseite um diese Spitzen gering zu halten. Diese Dämpfung wird auch als Klammerung (clamping) bezeichnet und leitet die Energie, die in der parasitären Induktivität gespeichert ist ab und reduziert somit die Belastung des Schalt-FETs. Leff ohne Dämpfung D2 C2 R2 V D = V IN + V CLAMP mit Dämpfung Vin Cin R1 D1 C1 R3 I PRI (V out /N) + V IN Clamp Circuit M1 0 PWM IC Abb : Dämpfung und dessen Auswirkung auf die Signalform Diese Dämpfungsschaltung absorbiert einen Teil der Energie der Überschwinger der Schalt-Spannung. Sie verhindert aber nicht dessen Auftreten. Diese Energie muss irgendwo umgesetzt werden. Entweder im Dämpfungsnetzwerk, im FET oder im Trafo. Die optimale Verteilung ist oft schwer zu finden. Wird zu viel Energie im Dämpfungsnetzwerk umgesetzt, entsteht eine hohe Verlustleistung und viel Wärme in der Diode, D1. Wird der Serien-Widerstand, R1, erhöht, verlagert sich diese thermische Belastung lediglich von der Diode in den Widerstand. Wird nur minimal mittels entsprechendem Dämpfungsnetzwerk bedämpft und ein FET mit höherer Spannungsfestigkeit eingesetzt, so wird eine entsprechend schlechtere EMV-Performance zu erwarten sein. Die wenig oder nicht bedämpften Schaltspitzen können EMV-Probleme, sowohl leitungsgebundene, als auch abgestrahlte Störungen hervorrufen. Zusätzlich verursachen diese Schaltspitzen höhere Wärmeentwicklung im Trafo, mit in der Folge einem Ansteigen der Kerntemperatur, einem geringeren Wirkungsgrad und möglicherweise sogar einer Überhitzung des Trafos. Im Allgemeinen ist eine Dämpfung fast immer erforderlich, auch wenn der FET sie Spannungsfestigkeit mitbringt. Die höheren Bauteilkosten fallen im Vergleich zur besseren EMV-Stabilität und zum besseren Wirkungsgrad gesehen dann weniger ins Gewicht. 272 282 Praktischer Hinweis Das Dämpfungsnetzwerk muss möglichst nahe am Trafo platziert werden. Die Schaltspitzen verursachen hohe Stromspitzen, die durch dir Primärwicklung, R1, C1 und D1 fließen je kleiner dieser Kreis ist, umso niedriger sind auch die abgestrahlten Störungen zu erwarten. Die Diode sollte eine schnelle (ultra-fast-recovery) Leistungsdiode sein, um die Verlustleistung gering zu halten. Der Widerstand ein Dünnfilm-Leistungswiderstand (gewickelte Widerstände sind wegen ihrer relativ hohen Induktivität zu meiden). Man sollte auch prüfen, ob die pulsförmige Verlustleistung akzeptabel ist, nicht nur die DC-Dauerbelastung. Sowohl Diode als auch Widerstand im Dämpfungsnetzwerk werden sich stärker erwärmen. Darauf ist bei der Auswahl dafür geeigneter Bauteile unbedingt zu achten. Die Leiterbahnen sollten möglichst breit ausgeführt sein, um die Impedanz gering zu halten. Ebenso soll vermieden werden, dass die in den Bauteilen generierte Wärme (100 C sind dabei nicht unüblich) nicht über die Leiterbahnen zum Transformator geleitet werden kann. Zum Beispiel haben wir in einer unserer Entwicklungen einen unerklärlichen Hotspot in einem unserer Trafos festgestellt, allerdings nur an einer Ecke. Weiterführende Tests haben gezeigt, dass die SMD-Diode des Dämpfungsnetzwerks als Verursacher dafür verantwortlich ist, nicht der Trafo selbst. Abhilfe wurde geschaffen in dem die Diode gegen eine bedrahtete Variante getauscht wurde, die mit Abstandshaltern auf der Leiterplatte montiert wurde (Abb ). Ebenso wurden mehrere Einzelwiderstände parallel, statt einem einzigen Widerstand vorgesehen, um eine bessere Wärmeverteilung zu erreichen (siehe Abb ). Diode im Dämpfungsnetzwerk Abstandshalter Abstandshalter Abb : Bessere Wärmeabfuhr der Diode im Dämpfungsnetzwerk Transformator Auslegung für Quasi-Resonante Flyback-Wandler Eine weit verbreitete Variante der Standard-Flyback-Topologie ist quasi-resonantes Schalten zu verwenden. Der primärseitige Schalter bleibt so lange eingeschaltet bis der Ausgang diskontinuierlich wird (DCM discontinuous mode) und die verbleibende Energie im Trafo Schwingneigung zeigt. Dies ist auf die Interaktion zwischen primärseitiger Induktivität und parasitärer Kapazitäten zurückzuführen. Sobald allerdings die erste negative Halbwelle der Schwingung erreicht ist, wird der Schalter ausgeschaltet, die Resonanz ist also unter Kontrolle und wird vor dem ersten Nulldurchgang gestoppt. 273 283 V ds Oszillation 1 Oszillation 2 V ds Osczllation 1 V IN L leak & C D L leak & C D L P & C D Minimum t ON t OFF t ON t OFF T FIX T VAR Abb : Resonanz und Quasi-Resonanz der Schaltspannung Die Konsequenzen für die Transformator-Auslegung sind, dass das Windungszahlverhältnis auch Einfluss auf die Wellenform hat. Ist diese Flyback-Spannung gleich der Eingangsspannung, so findet das Schalten bei der negativen Halbwelle nahezu spannungsfrei statt, die Schaltverluste sind somit sehr gering. Idealerweise ergibt sich über das Windungszahlverhältnis eine Flyback-Spannung die gleich oder etwas niedriger ist als die minimale Eingangsspannung. Da die Ausschaltzeit, t off, lastabhängig ist, hat die QR-Topologie eine variable Frequenz. Zusätzlich modulieren manche Controller den primärseitigen Spitzenstrom um den Wirkungsgrad zu erhöhen. Die einfache Induktivitätsberechnung aus Gleichung ist aufgrund der variablen Frequenz nicht mehr anwendbar; sie gestaltet sich deutlich komplexer: primärseitige Induktivität, L pri, max = N ratio V out V in Eff fP out (N ratio V out + 2N ratio V out V in + V in) mit N ratio = N pri N sec Gleichung 10.44: primärseitige Induktivität beim Quasi-Resonanz-Wandler Praktischer Hinweis Falls die primärseitige Induktivität zu niedrig ist, wird der Wandler über einen zu weiten Lastbereich im diskontinuierlichen Modus arbeiten, der Wirkungsgrad also geringer sein. Ist sie zu hoch, kann die Frequenz unter das Minimumlevel des QR-Controllers fallen und er wird zu früh in den Pulse-Skipping-Modus gehen. Die ideale Induktivität sollte gleich oder ca. 10% niedriger sein als der berechnete Wert. I²R Verluste in den Wicklungen können auf demselben Weg wir in der Flyback-Berechnung ermittelt werden. Die Spitzenwerte des Magnetisierungsstroms im Trafo sind umgekehrt proportional zur Induktivität, also sind hier höhere Werte der Induktivität vorteilhaft. I pk mag = V in,max δ max L pri f Gleichung 10.45: QR-Wandler Spitzenstrom 274 284 Wenn wir die 2 Trafos des Flyback und des Vorwärts-Wandlers vergleichen: Wert Flyback Vorwärts Kern EP10 P9/5 Primärwicklung 28 Windungen 12 Windungen Sekundärwicklung 28 Windungen 20 Windungen Resetwicklung Nicht nötig 12 Windungen gesamt 56t 44t Tabelle 10.4: Vergleich von Flyback- und Vorwärts-Wandler-Trafos Obwohl der Vorwärtswandler insgesamt weniger Windungen erfordert, ist eine dritte Wicklung nötig, insgesamt betrachtet ein höherer Fertigungsaufwand. Die ist der Grund warum Flyback-Wandler- gegenüber Vorwärtswandler-Topologien für kleine Leistungen üblicherweise bevorzugt werden. Für höhere Leistungen zeigt allerdings der gleichförmige Energiefluss des Vorwärts-Wandlers gegenüber dem pulsartigen Energietransfer des Flyback-Wandlers Vorteile, die dem höheren Fertigungsaufwand des Trafos überwiegen Vollständige und unvollständige Windungen Für einfache Transformatoren mit einem einzigen Ausgang kann das Windungszahlverhältnis einfach gewählt werden, eine gewisse Anzahl Windungen auf der Primärseite und eine gewisse Anzahl auf der Sekundärseite. Für Trafos mit mehreren Ausgängen kann die Ermittlung der Windungsanzahl aber schwierig werden. Nehmen wir ein Beispiel: Der Trafo unseres Flyback-Wandlers mit einem 5V-Ausgang soll einen zusätzlichen Ausgang (Auxiliary) mit 1,5V erhalten. Diese zusätzliche Sekundärwicklung soll dann folgende Windungsanzahl haben: V aux + V Diode drop N aux = N sec = 29. Vout + V Diode drop = 10.5 Windungen Aber wie soll eine halbe Windung erreicht werden? Die Lösung ist einen EE-Kern zu verwenden und statt einer ganzen Windung über den Mittelsteg kann eine Windung über einen der beiden Seitenstege gewickelt werden. Der magnetische Fluss wird sich symmetrisch aufteilen; die eine Hälfte durch den linken Steg, die andere durch den rechten. Die Windung auf einem der beiden Stege hat also dieselbe Wirkung wie eine halbe Windung über den Mittelsteg: Abb : Eine Windung über Ø/2 PRI 29t SEC 29t AUX 10t Ø PRI 29t SEC 29t AUX 10t+1t Ø/2 1t Magnetischer Fluss im Kern Eine Windung über einen Seitensteg wirkt wie eine halbe Windung über Mittelsteg einen Seitensteg des EE-Kerns wirkt wie eine halbe Windung über Mittelsteg. Diese Methode kann genauso bei RM- oder X-förmigen Kernen mit 4 Stegen angewandt werden um ¼-Windung zu realisieren. 275 285 Transformator Streuinduktivität und Wicklungskapazität Die vereinfachte Vorstellung, dass eine Trafo-Ausgangsspannung lediglich über das Windungszahlverhältnis zwischen Primär- und Sekundärseite abhängt, ist weit entfernt von der Realität. Streuinduktivitäten und Wicklungskapazitäten verursachen Schaltspitzen, die auch sekundärseitig übersetzt werden. Diese, teils sehr hohen, Spannungsspitzen werden sekundärseitig gleichgerichtet und der Ausgangsspannung überlagert. Die Höhe dieser Spannung ist konstant und die Auswirkungen fallen deshalb v.a. im Leerlauf oder bei niedrigen Lasten stärker ins Gewicht, da bei hohen Lasten diese Energiespitzen raschen abgebaut werden. (siehe Abb ). Mitunter können Strom- und Spannungsspitzen auch primärseitig problematisch werden, da sowohl Kern- und Wicklungsverluste als auch die Belastung der Schalttransistoren und/oder des Dämpfungsnetzwerks damit einhergehen (Abb a/b). Das folgende Diagramm zeigt die Auswirkung der Streuinduktivität und der Wicklungskapazität auf die primärseitige Schaltspannungs-Wellenform (die so auch an den Ausgang des Transformators übertragen wird). I p V p t on t t on t t t on on Ideal Tatsächlich Ideal Tatsächlich Abb a: Auswirkung Streuinduktivität auf primärs. Schaltspannungs-Wellenform I p geringe Last V p hohe Last Stromspitze t on t t on t t t on on Ideal Tatsächlich Ideal Tatsächlich Abb a: Auswirkung Wicklungskapaz. auf primärs. Schaltspannungs-Wellenform Der einfachste Weg Streuinduktivitäten zu minimieren, ist die Wicklungen zu verschränken. Dies reduziert den Proximity-Effekt und erlaubt den nachfolgenden Lagen der Windungen die Auswirkungen der anteiligen Streuinduktivitäten untereinander gegenseitig auszugleichen. Allerdings werden durch diese Maßnahme die Wicklungskapazitäten erhöht. Streuinduktivität und Wicklungskapazität sind also invers zueinander. Reduziert man das Eine erhöht man dadurch das Andere. Eine hohe Wicklungskapazität kann Resonanzeffekte begünstigen (leading edge ringing), hohe primärseitige Verluste durch hohe Stromspitzen verursachen und Probleme mit elektrostatischer Kopplung zwischen Kern und Wicklungen mit sich bringen. 276 286 Methoden, die Streuinduktivität eines Transformators zu reduzieren Das nachfolgende Diagramm zeigt die Auswirkung unterschiedlicher Wicklungsformen auf die Streuinduktivität. Eine aufgeteilte Wicklung hat eine effektive Wicklungsstärke (Weg, den Primärwicklung und Sekundärwicklung parallel zueinander verlaufen), die doppelt so hoch ist wie bei normaler Wicklung. Verschränkte Wicklungen, wo beide, Primärseite und Sekundärseite, gesplittet sind, haben gar die dreifache Wicklungsstärke: konventionell: PRI SEC w niedrige Wicklungskapazität hohe Streuinduktivität B1 B2 4πMLTxN 2 pri B1+B2 Durchschnittliche Streuinduktivität L Leakage.pri = (T + )x10 9 w 3 T gesplittete Primärwicklung: PRI SEC PRI w mittlere Wicklungskapazität mittlere Streuinduktivität 4πMLTxN 2 pri B1+B2+B3 Durchschnittliche Streuinduktivität L Leakage.pri = (2T + )x10 9 2w 3 B1 T B2 B3 T verschränkte Wicklungen: PRI SEC PRI SEC w hohe Wicklungskapazität niedrige Streuinduktivität 4πMLTxN 2 pri B1+B2+B3+B4 Durchschnittliche Streuinduktivität L Leakage.pri = (3T + )x10 9 3w 3 B1 B2 B3 B4 T T T Abb : Auswirkung unterschiedlicher Wickelarten auf parasitäre Eigenschaften des Transformators Die primärseitige Streuinduktivität, L leakage, pri (in Henry) hängt von der Anzahl der Windungen der Primärwicklung ab, N pri, der durchschnittlichen Länge einer Windung, MLT, der gesamten Bauhöhe (B1, B2, incl. der Dicke der Isolationsschicht, T) und ist invers proportional zur Wicklungsstärke, W. Ein Splitten oder Verschränken der Wicklungen erhöht die effektive Wicklungsstärke und reduziert somit die Streuinduktivität. Der Nachteil vom Splitten oder Verschränken ist, dass dadurch auch die Stärke der Primär-/ Sekundärisolation verdoppelt oder verdreifacht wird. Um Sicherheitsbestimmungen einzuhalten, gilt es Mindestabstände für Luft- und Kriechstrecken (creepage/clearance) zwischen den Wicklungen einzuhalten (siehe Kapitel 6: Sicherheit) diese Abstandshalter müssen dann auch zwischen allen Einzelwicklungen vorgesehen sein. 277 287 Für kleinere Transformatoren kann diese Isolationsschicht aufgrund ihrer Dicke problematisch werden, da durch Erhöhen der gesamten Bauhöhe auch die Streuinduktivität mit ansteigt. Eine mögliche Lösung dieser Problematik kann sein, eine breitere und flachere Bauform zu wählen, anstatt schmal und hoch zu bauen und konventionell zu wickeln ohne die Wicklungen aufzuteilen: PRI SEC PRI SEC Abb : Breitere und flachere Bauformen haben geringere Streuinduktivität Beide Wickelarten haben dieselbe Anzahl Windungen, die erste Bauform allerdings eine Streuinduktivität, die nur halb so groß ist wie die der zweiten (im Gegenzug: die doppelte Wicklungskapazität). Ein weiterer Effekt der minimalen Luft- und Kriechstreckenvorgaben aus Sicherheitsgründen ist, dass die Isolation an den Rändern der Wicklung zu betrachten ist. Um die minimale Kriechstrecke sicherzustellen, darf die Isolation nicht nur zwischen den Wicklungen überlappend gewickelt werden, sondern es muss auch an den Rändern isoliert werden (margin, shelf). Isolationsband PRI SEC rote Linie zeigt die erhöhte Kriechstrecke aufgrund des überlappenden Isolationsbandes (Bandage) Abb : Isolations Bandage Methoden, die Wicklungskapazität eines Transformators zu reduzieren Neben den hohen Stromspitzen, die beim Laden und Entladen der Wicklungskapazität entstehen, kann durch diese parasitäre Kapazität ein unerwünschtes Resonanzverhalten eintreten. Die Schaltspannung zeigt ein Einschwingen aufgrund der Interaktion zwischen Streuinduktivität und Wicklungskapazität. Dies soll nicht mit der Quasi-Resonanz-Topologie verwechselt werden, wo eine niederfrequentere Resonanz erwünscht ist. Die parasitäre Resonanzfrequenz kann sehr hoch sein in der Größenordnung einiger Megahertz und die daraus resultierenden EMV-Störungen können extrem schwierig beherrschbar sein. 278 288 f Resonanz = 2π 1 L leakage,pri.c leakage,pri Gleichung 10.46: Resonanzfrequenz aufgrund von Streuinduktivität und Wicklungskapazität Eine Möglichkeit die Wicklungskapazität zu reduzieren, ist eine Gestaltung der Wicklungen wie folgendermaßen: Bei jedem Ende einer Lage wird der Draht zurückgeführt zum Anfang und die nächste Lage in derselben Richtung darüber gewickelt (foldback). Diese Maßnahme reduziert die Potentiale zwischen den benachbarten Lagen und somit auch die Wicklungskapazität. rückgeführte (=foldback) Wicklung U - Wickelabfolge Schaltabbildung Wickelabfolge PRI SEC PRI SEC Lagenrichtung Abb : Foldback- vs. U-Wickelabfolge Dieselbe Wickelabfolge kann bei Ringkernen angewandt werden, um auch hier die Wicklungskapazität zu reduzieren. Hierzu werden bei Progressiver Wickelabfolge einige Windungen nebeneinander auf den Kern gewickelt, dann dieselbe Anzahl in einer 2. Lage rückwärts gewickelt und dann wieder in einer 3. Lage die gleiche Anzahl vorwärts (Vergleich U-Wickelabfolge in Abb ). Diese Sequenz wird ein Stück weiter am Kern wiederholt, solange bis die gewünschte Anzahl Windungen erreicht ist. Durch Unterbrechen des konventionellen Aufwickelns, durch eine gewisse Anzahl rückwärts gewickelter Windungen, wird die gesamte Wicklungskapazität reduziert. 279 289 vorwärts gewickelt rückwärts gewickelt Draufsicht Kern rückwärts gewickelt Detailansicht Seitenansicht Abb : Progressive Wickelabfolge (oft für Ringkerne verwendet) 10.5 Messung der Kerntemperatur Das Messen der Kerntemperatur kann durch einfaches Anbringen eines Thermoelements am Wickelkörper, bevor die Wicklungen aufgebracht werden, erreicht werden. Dies liefert relativ genaue Ergebnisse der inneren Kerntemperatur. Allerdings kann, aufgrund von Spannungsgradienten in den Windungen, ein Hotspot anderswo als in der Kernmitte auftreten. Praktischer Hinweis Die Spannungen in den Wicklungen können sehr hoch sein elektrostatische Effekte können hohe Potentiale innerhalb der Wicklungen erreichen und hohe dv/dt-spitzen können zum Thermoelement eingekoppelt werden, auch wenn dieses isoliert ist. Der Thermosensor-Verstärker ist ein relativ niederohmiger Signalpfad gegen Masse und kann durch diese Entladungen in Mitleidenschaft gezogen werden. Es empfiehlt sich isolierende Thermosensor-Verstärker zur Messung der Kerntemperatur zu verwenden. Eine Alternative ist, stattdessen eine Thermobildkamera einzusetzen. Diese sind zwar immer noch teuer, aber da Infrarot-Sensoren Anwendung finden, ist keine Kühlung mehr (durch flüssigen Stickstoff, wie früher üblich) für deren Betrieb nötig. Es empfiehlt sich, eine Kamera mit der höchstmöglichen Auflösung zu kaufen oder zu mieten. Der Teufel steckt wie so oft im Detail! Eine x2 Vergrößerungslinse stellt ebenso eine sinnvolle Investition dar. Eine qualitativ hochwertige IR-Kamera erlaubt es auch Videos aufzunehmen. Diese hilfreiche Eigenschaft ermöglicht ein Einschalten bei Raumtemperatur und eine Beobachtung der Ausbildung lokaler Hotspots und dem Erreichen der jeweiligen Temperaturzonen. 280 290 Abb : Beispiel einer Thermobildaufnahme; je heller die Farbe, desto höher die Temperatur. Die Übertemperatur ist, als die Temperaturdifferenz zwischen Transformatorwicklung und Kern, deutlich zu erkennen. Die 3 heißen Bauteile links sind die parallel betriebenen Widerstände im Dämpfungsnetzwerk. Die 2 heißen Bauteile rechts die Ausgangsdioden. Bei Aufzeichnung der Kerntemperatur kann es auch sinnvoll sein, die Umgebungstemperatur schrittweise zu erhöhen. Bei steigender Umgebungstemperatur sollte die Übertemperatur zwischen Umgebung und Kern konstant bleiben. Zum Beispiel: bei +25 C Umgebung hat der Kern +85 C, bei +40 C sollte er deshalb nicht höher als 100 C sein. Sobald zu erkennen ist, dass die Abweichung ansteigt, hat man Gewissheit, das Limit des Designs erreicht zu haben. Die Anwendung dieser stufenförmigen Temperaturprofile, anstatt absoluter Temperaturmessungen, erlaubt auch Temperaturdriftphänomene (der Trafo erhitzt sich und auch die nähere Umgebung; dies passiert in der Temperaturkammer ebenso wie in der Realität und die Messungen beginnen mit der Zeit zu driften) Temperatur ( C) Ferritkern-Material Trafo-Wicklung Ausgangskondensator Cout1 Ausgangsinduktivität Dout Absorberwiderstand Leiterplatte Trafo-Gehäuse Ausgangskondensator Cout2 Strommesswiderstand FET Umgebung 0 00:01:00 00:25:48 00:57:36 01:26:24 01:55:12 02:24:00 02:52:48 03:21:36 Zeit (hh:mm:ss) Abb : Ergebnisse einer Übertemperaturmessung 281 291 Die maximal zulässige Umgebungstemperatur ist erreicht, wenn der Trafokern sein Limit erreicht hat, bei niedrigstmöglicher minimaler Eingangsspannung und Volllast. Die Kern-Übertemperatur hat ein Limit, das anhängig ist von der Transformatorklasse und kann 105 C ausmachen, auch abhängig vom verwendeten Draht und der Isolation. Tabelle 10.5 zeigt die üblichen Klassenlimits. Jede weitere Erhöhung der Umgebungstemperatur muss durch Derating der Last kompensiert werden, um die weitere Wärmeentwicklung im Kern zu reduzieren. T Umgebung,max = T Kern,max - T diss Gleichung 10.47: Maximal zulässige Umgebungstemperatur Transformatorklasse (Isolationstemperaturklasse) Maximale Temperaturerhöhung gegenüber der Maximale Kerntemperatur im normalen Maximale Kerntemperatur im Fehlerfall Umgebung Bereich Klasse A 60 C 105 C 150 C Klasse E 75 C 120 C 165 C Klasse B 80 C 130 C 175 C Klasse F 100 C 155 C 190 C Tabelle 10.5: Transformatorklasse Ein gewisser Sicherheitsspielraum soll vorgesehen werden, damit nicht im Normalbetrieb ein Ausfall zu befürchten ist. Sicherheitsfaktor Maximaltemperatur Hotspotzulässigkeit* durchschn. Temperaturerhöhung Temperaturklasse des Isolationssystem Umgebungstemperatur Abb : Transformator Temperatur Sicherheitsfenster *Hotspotzulässigkeit ist ein Faktor, der nicht optimal platzierte Temperatursensoren berücksichtigen soll. Die kann 5 C sein bei kompakten Bauformen, aber auch 30 C für große Transformatoren. Bei maximaler Umgebungstemperatur von +85 C die Selbsterwärmung von 25 C und eine Hotspotzulässigkeit von 5 C ergeben für einen Transformator der Klasse B einen Sicherheitsfaktor von 15 C. 282 292 10.6 Finalisieren des Trafodesigns: EMV-Betrachtung Einfach gesagt, EMV-Betrachtungen sind der Fluch des Trafodesigns. Oft werden alle Anforderungen hinsichtlich Leistung, Wirkungsgrad, Temperatur erfüllt und beim EMV-Test folgt die Ernüchterung. Der Unterschied zwischen einem, voll den EMC-Anforderungen erfüllenden, Prototypen und einem Durchfallskandidaten kann einfach aber auch extrem komplex es gibt keine magische Formel hierfür. Es gibt aber einige Richtlinien, die, sofern nicht befolgt ein Scheitern garantieren. Oft liegt dem auch die Art und Weise wie EMV getestet wird zugrunde. Breitband-Antennen oder Spektrumanalycer nehmen das gesamte Signal auf, inkl. aller überlagerten Elemente. Ein klares Identifizieren, welches Bauteil welchen Anteil der Störung verursacht, ist nahezu unmöglich. Wenn 3 Bauteile jeweils dasselbe Level an Störung verursachen, wird auch nach Eliminieren von 2 der 3 Störungsanteilen das Gesamtergebnis kaum besser ausfallen. Erst wenn alle 3 Verursacher ausgeschaltet sind, wird das Ergebnis maßgeblich besser ausfallen. In der Praxis bedeutet das, dass auch wenn eine Schaltungs- oder eine Bauteiländerung gemacht wurde, immer noch keine Verbesserung bemerkt werden kann, erst wenn eine weitere Änderung, die oft überhaupt nicht in Zusammenhang mit dem Problem steht, den gewünschten Effekt herbeiführt. Deshalb ist das Lösen von EMV-Problemen nach der Trial-and-Error-Methode praktisch unmöglich. Was also sind diese Richtlinien, die einen Hoffnungsschimmer auf gutes EMV-Verhalten versprechen? Zu aller erst: Wenn Sie ein Design haben, das die Vorgaben erfüllt, verwenden Sie es wieder, wann immer es möglich ist. Falls nicht und falls ein Start bei Null erforderlich ist, hier die grundlegenden Punkte: 1: Die Position des Trafos kann in benachbarten Bauteilen Störungen induzieren. Speziell Kerne mit Luftspalt können starke Felder aussenden, die in nahegelegenen Bauteilen Störungen hervorrufen. Positionieren Sie den Trafo so weit wie möglich entfernt von anderen Bauteile oder potentiellen Antennen wie Leiterbahnen, Steckern oder nicht-geerdeten Metallteilen. 2: Reduktion der Flussdichte reduziert die Störfelder. Ein großer Kern mit mehr Windungen wird weniger Störungen produzieren. Manchmal ist es sinnvoll den nächstgrößeren Kern zu wählen, wenn mit Kleineren keine zufriedenstellenden EMV-Ergebnisse erzielbar sind. 3: Fügen Sie eine geerdete Abschirmung des Trafos hinzu um Wirbelströme, Elektrostatik und Hochfrequenz-Kopplungen zwischen Primär und Sekundär zu reduzieren. 4: Bei Flyback-Wandlern: Halten Sie den Dämpfungskreis klein mit kurzen Zuleitungen zum Drain-Anschluss des FET. 283 293 Punkt 3 erfordert eine genauere Erklärung. Es gibt 2 Arten von Abschirmung: eine Belly-Band -Abschirmung besteht aus einer einfachen Wicklung einer Folie oder einigen wenigen Windungen Draht, die über die Außenseite der Trafowicklungen gewickelt sind, geerdet werden und auch mit dem Kern verbunden sind. Sie ist in sich kurzgeschlossen und Wirbelströme werden innerhalb der Abschirmung eingefangen. Falls zulässig, kann auch die äußere Lage der Wicklung mit Masse verbunden werden. Eine Belly-Band-Schirmung kann dann möglicherweise entfallen, der Kern sollte aber geerdet werden. Die zweite Art ist ein nicht geerdeter Faraday scher elektrostatischer Schirm, üblicherweise bestehend aus einer unvollständigen Windung aus Folie zwischen Primär- und Sekundärwicklung oder eine verdrillten Schleife Draht, in Form einer halben Windung. Der Faraday sche Schirm verhindert eine hochfrequente elektrostatische Kopplung zwischen den Wicklungen (reduziert die Koppelkapazität zwischen den Wicklungen); beeinflusst die Leistungsübertragung aber aufgrund der unvollständigen Windung nicht. Ohne elektrostatischen Schirm könnte sich im Inneren des Transformators statische Elektrizität aufbauen, die die abgestrahlte Störung ebenso negativ beeinflusst, wie sie auch potentielle Sicherheitsrisiken oder eine Beschädigung der Isolation verursachen kann. Gesplittete Wicklungen können mehr als eine Schirmung erfordern und in großen Transformatoren können mehr als eine Masseverbindung erforderlich werden. Es ist wichtig, dass die Schirmung zu einem satten Massepunkt verbunden ist, da sonst ihre Wirksamkeit fraglich ist. Abb : Beispiele von Transformatoren mit EMV-Schirmung Die Abbildung zeigt links eine elektrostatische Schirmleitung zum Kern und im rechten Bild einen typischen Belly-Band-Wirbelstrom-Schirm. 284 294 Quellen und Referenzmaterialien Bell, B (2003) Introduction to Push-Pull Technologies, National Semiconductor Dixon, L (2002) Control Loop Cookbook, Texas Instruments Inc. Ducard, G 2013 Introduction to Digital Control of Dynamic systems, Lecture Notes Falin, J (2008) Designing DC/DC Converters based on SEPIC Technology, Texas Instruments Inc. Gerstl, D (2003), Power Supply Reliability, C&D Technologies Kankanala, K (2011) AN1369: Full-Bridge DC/DC Converter Reference Design, Microchip Technology. 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Safety Application Guide for Multilayer Ceramic Capacitors, Kyocera Corp 285 295 Über RECOM 25 Jahre ist es her, dass wir einem führenden deutschen Mobiltelefonhersteller unseren ersten, von Hand gefertigten DC/DC-Wandler vorstellten. Das Produkt bestand alle Tests mit Bravour und wenige Wochen später erhielten wir unsere erste Bestellung über Stück. Eine neue Produktkategorie war geboren: DC/DC-Wandler in Modulbauform. Während des Übergangs von analoger zu digitaler Elektronik erhöhte sich die Nachfrage nach DC/DC- Modulen rasant, überall wurden standardisierte Onboard-Schaltnetzteile benötigt. Zudem mussten I/O-Ports oder Verstärkerkanäle galvanisch isoliert werden, um die Sicherheit zu erhöhen und Erdschleifen zu vermeiden weitere Anforderungen, die DC/DC-Wandler erfüllen konnten. RECOM liefert seit den ersten Tagen der Entwicklung von DC/DC-Wandlern zuverlässige, effiziente und modulare Lösungen für Kunden, die weder die Zeit noch die Mühen aufwenden können, Eigenentwicklungen zur Spannungsversorgung zu betreiben. In den vergangenen zehn Jahren sind DC/DC-Wandler ein vielfältig eingesetztes Massenmarktprodukt geworden, das zu attraktiven Preisen abgeboten wird. Dadurch ist es heute für die meisten Anwender günstiger, zur Versorgung ihrer Onboard-Elektronik auf zertifizierte Wandlermodule zurückzugreifen als eine eigene Versorgung zu entwickeln. Das beschleunigt nicht nur den Entwicklungsprozess, sondern erleichtert auch die Einhaltung der EMV-Normen. Da in vielen Entwicklungsabteilungen Erfahrung mit elektromagnetischen Komponenten und Materialien fehlt, sind DC/DC-Wandler nach wie vor eine bewährte Alternative zur Stromversorgung der Marke Eigenbau. In den vergangenen Jahren hat RECOM eine Vielzahl innovativer Produkte entwickelt, darunter den R78-Schaltregler, einen pinkompatiblen Ersatz für Linearspannungsregler, der viele Nachahmer-Produkte anderer Hersteller nach sich gezogen hat. Der Erfolg führte dazu, dass das Unternehmen schneller wuchs als der Strommarkt im Allgemeinen. Inzwischen haben wir weitere Märkte mit neuen Produkten erschlossen, wie z. B. hocheffizienten AC/DC-Netzteilen mit geringem Standby-Verbrauch, einem umfassenden Sortiment an DC- und AC-LED-Treibern und Spezialanwendungen aus den Bereichen Medizinelektronik und Bahntechnologie. 286 296 Unser neues, hochmodern eingerichtetes, campusähnliches RECOM Headquarter in Gmunden/Österreich bietet den nötigen Raum für die Erweiterung unseres Geschäfts und die Umsetzung unserer ehrgeizigen Ziele. Ein Team von Ingenieuren aus aller Welt arbeitet in erstklassig ausgestatteten, modernen Labors kontinuierlich an neuen Produkten und Lösungen für unsere Kunden. Durch umfangreiche Leistungs-, Belastungs- und Umwelttests schon im frühsten Stadium der Produktentwicklung gewährleisten wir, dass unsere Hauptanliegen Zuverlässigkeit und Qualität stets erfüllt werden. Ebenso haben wir in ein eigenes EMV- Test- labor mit Testkammer investiert, um unabhängig von externen Einrichtungen arbeiten zu können. An unserem neuen Hauptsitz befindet sich neben alledem auch ein vollautomatisiertes Logistikzentrum für einen Bestand von über verschiedenen Produkten. Die Produktion und die Fertigungstechnik sind in zwei RECOM Werken in Kaohsiung/Taiwan angesiedelt. Die RECOM Manufacturing Ltd. ist für die Fertigung, Überprüfung und Versendung der fertigen Wandler zuständig, und die RECOM Technology Ltd. produziert als vollautomatisierte SMT-Fabrik mit sechs SMD-Fertigungslinien sogenannte High Runner, Produkte in sehr hoher Stückzahl. In dieser Aufstellung kann RECOM eine beachtliche Produkttiefe zu wettbewerbsfähigen Preisen bieten und sich immer wieder als globaler Marktführer behaupten. 287 297 Danksagung Ich wollte dieses Buch schon vor Jahren schreiben, hatte jedoch aus Zeitgründen nie die Möglichkeit dazu, bis ich nach einem schweren Skiunfall eine mehrmonatige Auszeit nehmen musste. Da ich mehr oder weniger ans Bett gefesselt war, packte ich die Gelegenheit beim Schopfe und brachte das Werk endlich zu Papier. Zuallererst möchte ich dem örtlichen Krankenhaus, dem LKH Gmunden, dafür danken, dass ich mein Krankenzimmer vorübergehend in ein Arbeitszimmer umfunktionieren durfte. Außerdem danke ich allen Mitarbeitern von RE- COM, die mich bei der Umsetzung dieses Projekts unterstützt haben. Mein besonderer Dank gilt RECOM Test Lab Consultant Carl Schramm, der mir erlaubt hat, seine Publikation DC/DC Wandler im Einsatz zu nutzen. Auf seinen Ausführungen beruht ein Großteil der Kapitel 1 und 3. Ich habe seinen Text um eigene Interpretationen und Ergänzungen erweitert, sodass etwaige Fehler ganz allein mir anzulasten sind. Quellen und Referenzmaterialien Um meine Wissenslücken zu füllen, habe ich auf verschiedene Quellen zurückgegriffen. Besonders empfehlen kann ich die von Texas Instruments Incorporated, ON Semiconductor, Maxim Integrated und Fairchild Semiconductor herausgegebenen Anwendungshinweise. Zur weiteren Lektüre eignen sich Fachmagazine wie Electronic Product Design and Test, Power Systems Design und Electronic Design, die regelmäßig aufschlussreiche How to -Artikel veröffentlichen. Die wichtigste Informationsquelle überhaupt ist natürlich das Internet. Detaillierte Informationen finden sich häufig unter den Links im Quellenverzeichnis einschlägiger Wikipedia-Seiten. Über den Verfasser Steve Roberts wurde in England geboren. Nach seinem Abschluss (B.Sc.) in Physik und Elektronik an der Brunel University in London, arbeitete er für das University College Hospital. Danach war er 12 Jahre lang als Head of Interactives im Science Museum tätig und absolvierte in dieser Zeit ein Masterstudium am Londoner University College. Später zog er nach Österreich und entwickelte bei RECOM zunächst als technischer Kundenbetreuer Wandler und beantwortete als Applikationsingenieur die unterschiedlichsten Kundenanfragen. Heute ist er am neuen Hauptsitz Gmunden als technischer Direktor der RECOM Gruppe tätig. 288 298 FET Driver Enable PWM Over Temp. Protection GND V REF R2 Rs Cs Rsd Csd D Ds N-FET V L1 V C1 I L1 I C1 L1 C1 D1 V C S1 L2 C2 IN in V V R L V O L2 S1 I D1 I L I S1 I L2 I C2 WE POWER YOUR PRODUCTS RECOM Power GmbH und RECOM Engineering GmbH & Co KG Münzfeld 35, 4810 Gmunden, Austria Was sind gepolte Kondensatoren?Bei einem gepolten Kondensator darf das Dielektrikum nur in einer Richtung mit Spannung beansprucht werden, weil es sich sonst zersetzen kann (bei Elkos der Fall). Bei den meisten anderen Dielektrika (Polymer-Folie, Keramik) ist die Richtung der Spannungsbeanspruchung egal.
Haben folienkondensatoren eine Polung?Kennzeichnung der Polung
Folienkondensatoren sind ungepolt. Allerdings haben sie aufgrund ihrer Wickel-Bauform einen Außen- und einen Innenbelag. Der Außenbelag ist auf dem Gehäuse durch einen Strich oder Balken gekennzeichnet. Er darf nicht mit der Markierung von gepolten Elektrolytkondensatoren verwechselt werden.
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Was ist der unterschied zwischen ungepolt und umgepolt
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